短波寬帶大動(dòng)態(tài)接收技術(shù)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)

摘要：短波頻譜電磁環(huán)境復(fù)雜，傳播特性依賴于地理環(huán)境和電離層實(shí)時(shí)參數(shù)，多徑效應(yīng)明顯，存在信號(hào)密集且幅度差異大的特點(diǎn)，特別是新體制的短波通信信號(hào)的廣泛應(yīng)用，這為接收設(shè)備在瞬時(shí)帶寬、靈敏度和線性度方面提出了更高的要求。本文基于軟件無線電設(shè)計(jì)思想，采用短波全頻段射頻直接采樣技術(shù)，分析了寬帶ADC芯片性能和設(shè)計(jì)了低噪聲高線性高性能放大器，對(duì)射頻前端電路進(jìn)行精心優(yōu)化，最終完成了短波寬帶大動(dòng)態(tài)接收技術(shù)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)，同時(shí)，亦能實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)超外差式窄帶接收設(shè)備的優(yōu)異性能。

關(guān)鍵詞：短波，接收技術(shù)，射頻直采，大動(dòng)態(tài)

一、引言

短波通信信號(hào)的傳播特點(diǎn)是：在短距離內(nèi)主要依靠地波，而在遠(yuǎn)距離則主要依靠天波，不需要中繼站就能實(shí)現(xiàn)超視距通信，在電磁頻譜中占據(jù)重要的戰(zhàn)略地位，對(duì)短波信號(hào)的監(jiān)測(cè)與偵察一直都是電子對(duì)抗領(lǐng)域內(nèi)的重要研究?jī)?nèi)容。

目前，在短波信號(hào)監(jiān)測(cè)與偵察方面遇到的主要問題包括：1.短波傳輸信道具有時(shí)變特性，傳播路徑多樣，各種衰減使得接收到的信號(hào)幅度微弱；2.各種工業(yè)干擾嚴(yán)重，使得監(jiān)測(cè)偵察系統(tǒng)出現(xiàn)虛假響應(yīng)的概率增加；3.現(xiàn)代短波通信中廣泛應(yīng)用了跳頻、猝發(fā)和擴(kuò)頻等新通信技術(shù)， 使得通信信號(hào)具備了更低的檢測(cè)概率與截獲概率；傳統(tǒng)的超外差中頻數(shù)字化短波接收技術(shù)具有抗干擾性強(qiáng)和靈敏度高等優(yōu)點(diǎn)，但其瞬時(shí)工作帶寬較窄，時(shí)效性較差。基于射頻直接采樣的短波接收技術(shù)能實(shí)現(xiàn)瞬時(shí)工作帶寬全頻段覆蓋，但由于其射頻前端電路完全“寬開”，致使其抗干擾能力較弱，對(duì)其靈敏度、動(dòng)態(tài)范圍有較高的要求。本文聚焦于一種高性能的短波無線電接收技術(shù)，深入剖析了前端電路與ADC芯片之間的匹配設(shè)計(jì)，對(duì)噪聲系數(shù)和動(dòng)態(tài)范圍這對(duì)矛盾指標(biāo)進(jìn)行妥善折中平衡。

二、接收電路設(shè)計(jì)

按照經(jīng)典的軟件無線電理論，寬帶ADC采樣芯片應(yīng)盡可能接近天線，如圖1所示，其前端只有預(yù)選器和放大器，電路中沒有混頻器和本振單元，故不存在鏡頻干擾和中頻干擾，且電路中唯一的相位噪聲來源于內(nèi)置晶振時(shí)鐘，同樣優(yōu)于超外差本振單元的相位噪聲。數(shù)字處理部分采用先進(jìn)的FPGA和DSP技術(shù)，將寬、窄帶IQ數(shù)據(jù)分發(fā)到后端分布式計(jì)算機(jī)工作站進(jìn)行后續(xù)相關(guān)處理，能同時(shí)對(duì)多路不同調(diào)制類型的信號(hào)進(jìn)行解調(diào)輸出，相當(dāng)于一部寬帶接收設(shè)備和多部虛擬窄帶接收設(shè)備。內(nèi)置高穩(wěn)定的參考時(shí)鐘源，可同步于外部的10MHz時(shí)鐘信號(hào)，適合應(yīng)用于多通道接收系統(tǒng)。

對(duì)于接收動(dòng)態(tài)范圍而言，前置預(yù)選器的特性起到了非常關(guān)鍵的作用，考慮到后續(xù)對(duì)短波全頻段信號(hào)的偵察、解調(diào)與識(shí)別通常是對(duì)若干個(gè)窄帶頻段的頻譜進(jìn)行分析，為增加接收設(shè)備應(yīng)用的靈活性，本文采用了高、低通濾波器級(jí)聯(lián)思路，如圖2所示，用戶可以任意組合高、低通濾波器對(duì)所得到感興趣的頻段進(jìn)行分析，高、低通濾波器的截止頻率劃分見表1，為了達(dá)到最大瞬時(shí)工作帶寬全頻段28.5MHz覆蓋，只需要將前置預(yù)選器中的高通濾波器接通1.5MHz，低通濾波器接通30MHz即可實(shí)現(xiàn)，相當(dāng)于在前置預(yù)選器中設(shè)置了一路“直通”狀態(tài)。基于該思路的前端預(yù)選器架構(gòu)包括了5個(gè)高通濾波器和5個(gè)低通濾波器，一共可以得到15種組合，極大地對(duì)短波全頻段信號(hào)接收能量進(jìn)行了優(yōu)化配置。

ADC（模數(shù)轉(zhuǎn)換器）器件充當(dāng)模擬世界與數(shù)字世界之間的橋梁。在選擇具體的ADC器件時(shí)，主要考慮的因素之一是其信噪比，影響ADC信噪比的主要噪聲源包括三個(gè)方面：采樣時(shí)鐘抖動(dòng)、ADC差分非線性以及熱噪聲。分析接收設(shè)備的噪聲系數(shù)指標(biāo)和動(dòng)態(tài)范圍性能時(shí)，需要把接收設(shè)備分成三部分考慮，即射頻前端、ADC芯片和數(shù)字信號(hào)處理。ADC芯片和數(shù)字信號(hào)處理部分可以看成增益是0dB的器件，由于IQ輸出數(shù)據(jù)位長(zhǎng)的影響，數(shù)字信號(hào)處理部分可能會(huì)因截?cái)喽д?，進(jìn)而影響整體的接收設(shè)備性能。通常，當(dāng)數(shù)據(jù)位長(zhǎng)超過24bit時(shí)，可以忽略數(shù)字信號(hào)處理部分的影響，因此，圖1的原理框圖可以簡(jiǎn)化為圖3形式。

本文選取16位高速ADC采樣芯片，其主要參數(shù)有：信噪比為81.1 dBFS，互調(diào)失真為100 dBc，電壓輸入范圍為2.75 Vp-p，時(shí)鐘采樣頻率為Fs=102.4 MHz，假定電路中所有的阻抗都匹配到50Ω，據(jù)此可以計(jì)算出NFADC = 28.6 dB，IIP3ADC = 55.8 dBm。在確定ADC芯片選型后，為滿足接收設(shè)備的指標(biāo)要求，必須精心設(shè)計(jì)射頻前端電路與ADC采樣電路之間的匹配。其中，射頻前端電路增益的選取是個(gè)關(guān)鍵。假設(shè)NFRF=4dB，IIP3RF=30dBm，根據(jù)噪聲系數(shù)級(jí)聯(lián)公式和三階互調(diào)節(jié)點(diǎn)級(jí)聯(lián)公式，可以得到在不同增益的情況下，接收設(shè)備NF和IIP3指標(biāo)，如表2所示。

從表2可以看出，隨著射頻前端電路增益的增加，接收設(shè)備的噪聲系數(shù)（NF）得到了持續(xù)優(yōu)化。然而，與此同時(shí)，接收設(shè)備的三階互調(diào)截點(diǎn)（IIP3）卻逐漸惡化。因此，在設(shè)計(jì)過程中，前端電路的增益選擇顯得尤為關(guān)鍵：一方面，如果增益設(shè)置過低，將導(dǎo)致ADC芯片的噪聲性能對(duì)整體系統(tǒng)產(chǎn)生顯著影響，這不利于提高系統(tǒng)的靈敏度；另一方面，如果增益過高，則可能導(dǎo)致接收設(shè)備的IIP3無法達(dá)到預(yù)期的要求。因此，增益的選擇需要在優(yōu)化NF和保持良好IIP3之間找到平衡。

四、接收動(dòng)態(tài)性能分析

衡量接收設(shè)備動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)有三種不同的方式，包括單音動(dòng)態(tài)范圍、降敏動(dòng)態(tài)范圍和雙音動(dòng)態(tài)范圍。

單音動(dòng)態(tài)范圍是指接收設(shè)備能夠線性接收并處理的信號(hào)幅度范圍。對(duì)于射頻直接采樣接收設(shè)備而言，首先需要確保不會(huì)因ADC芯片飽和而產(chǎn)生削波失真。若ADC滿量程輸入電平為dBFS（dBm），則接收設(shè)備最大能接收處理信號(hào)強(qiáng)度Max=dBFS-GainRF，接收設(shè)備最小能接收處理信號(hào)強(qiáng)度Min通常由接收設(shè)備的靈敏度決定，即Min=-174dBm/Hz+10logBW（Hz）+NF+SNR，其中，SNR為靈敏度信號(hào)電平時(shí)所要求的輸出信噪比，BW為信號(hào)處理帶寬，最終，接收設(shè)備的單音動(dòng)態(tài)范圍為Max-Min。

阻塞動(dòng)態(tài)范圍描述的是在一個(gè)強(qiáng)干擾信號(hào)存在的情況下，接收設(shè)備對(duì)鄰近（例如△F = 20KHz）小信號(hào)的接收能力。小信號(hào)通常定義為當(dāng)其信噪比下降3dB時(shí)所對(duì)應(yīng)的信號(hào)幅度，大小信號(hào)的差值即為阻塞動(dòng)態(tài)范圍。引起靈敏度下降的主要原因是接收設(shè)備中本地振蕩單元的相位噪聲引發(fā)的倒易混頻。如前所述，在射頻直接采樣的接收設(shè)備中，唯一的相位噪聲來源是采樣時(shí)鐘。高質(zhì)量的OCXO（恒溫晶體振蕩器）可以實(shí)現(xiàn)≤-150dBc@10kHz的相位噪聲性能，表現(xiàn)優(yōu)異。

雙音動(dòng)態(tài)范圍也稱為無雜散動(dòng)態(tài)范圍（SFDR），可以通過接收設(shè)備的IIP3指標(biāo)反映SFDR性能的優(yōu)劣。在上一節(jié)對(duì)噪聲系數(shù)分析中，可以發(fā)現(xiàn)，射頻前端電路中的放大器設(shè)計(jì)十分關(guān)鍵，首先需要確保低噪聲和高線性，其次對(duì)放大器的增益要進(jìn)行折中選取。在短波頻段采用常規(guī)的MMIC放大器極難實(shí)現(xiàn)，本文采用的辦法是結(jié)合了“無損耗負(fù)反饋”“平衡推挽”和“前饋”三種結(jié)構(gòu)形式，達(dá)到了放大器所需滿足的寬帶、低噪聲、高線性的要求。

圖4、圖5和圖6分別示意了無損耗負(fù)反饋放大器、平衡推挽結(jié)構(gòu)放大器、前饋放大器的原理框圖。

負(fù)反饋結(jié)構(gòu)能夠顯著改善放大器的性能，例如提高放大器的穩(wěn)定性，擴(kuò)展通頻帶寬度以及減少非線性失真。然而，這種結(jié)構(gòu)會(huì)使放大器的增益下降。采用電阻器件作為負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)可能會(huì)增加噪聲系數(shù)和降低輸出功率。圖4中使用無損耗變壓器作為負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)可以避免明顯增加放大器的噪聲系數(shù)，并且不會(huì)降低放大器的輸出功率。圖4匝數(shù)比應(yīng)該滿足關(guān)系N1：N2：N3=1：N：M，其中N=M 2-M-1，則放大器功率增益Gain=20logm（dB）。以圖4的無損耗負(fù)反饋放大器為基本單元，組成了圖5的平衡推挽放大器。在該結(jié)構(gòu)中，理論上可以完全抵消所有偶次諧波分量，同時(shí)三階互調(diào)節(jié)點(diǎn)值也能改善3dB，整個(gè)放大器的增益和噪聲系數(shù)保持不變。以圖5的平衡推挽放大器為基本單元，組成了圖6前饋結(jié)構(gòu)放大器中的主、輔助放大器，前饋結(jié)構(gòu)放大器主要由兩個(gè)環(huán)路構(gòu)成：主放大器所在的環(huán)路是互調(diào)提取環(huán)路，主要完成主放大器非線性失真產(chǎn)物的提取.輔助放大器所在的環(huán)路是互調(diào)抵消環(huán)路，主要完成抵消前一級(jí)產(chǎn)生的互調(diào)失真產(chǎn)物，保留有用信號(hào)輸出。在幅度和相位匹配良好的情況下，前饋結(jié)構(gòu)能極大地改善主放大器的線性程度。如果抵消量能達(dá)到30dB，那么對(duì)主放大器的OIP3能改善15dB，對(duì)主放大器的OIP2能改善30dB。

五、結(jié)束語(yǔ)

本文基于短波全頻段射頻直接采樣接收技術(shù)設(shè)計(jì)思路，結(jié)合強(qiáng)大的數(shù)字信號(hào)處理技術(shù)，成功設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一款短波寬帶大動(dòng)態(tài)接收設(shè)備。本文重點(diǎn)指出了接收設(shè)備大動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)與射頻前端電路、寬帶ADC芯片和數(shù)字信號(hào)處理部分之間的關(guān)系，分析了對(duì)射頻前端電路的性能要求。為了優(yōu)化接收信號(hào)能量的配置，前端預(yù)選器采用了高通和低通級(jí)聯(lián)的方式。同時(shí)，通過融合“無損耗負(fù)反饋”“平衡推挽”和“前饋”三種技術(shù)，有效解決了前端放大器在實(shí)現(xiàn)低噪聲和高線性方面的結(jié)構(gòu)性矛盾。

作者單位：高劍 陳林 江西九江同方電子科技有限公司

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高劍（1983.09-），男，漢族，江西九江，本科，助理工程師，研究方向：短波/超短波偵察、測(cè)向裝備系統(tǒng)建設(shè)；

陳林（1974.04-），男，漢，江西九江，本科，工程師，研究方向：短波/超短波接收機(jī)技術(shù)研發(fā)，短波/超短波偵察、測(cè)向裝備系統(tǒng)建設(shè)。