趙俊梅 任一峰

（中北大學信息與通信工程學院，太原 030051）

1 引言

三相電壓型 PWM整流器因其具有網(wǎng)側電流正弦化、運行于單位功率因數(shù)、能量雙向傳輸?shù)葍?yōu)點，被廣泛應用于無功補償、有源濾波器、交流傳動、高壓直流輸電及新能源的利用等領域。在PWM整流器的眾多控制算法中，直接功率控制采用瞬時功率控制，具有高功率因數(shù)、網(wǎng)側電流低諧波、算法及系統(tǒng)結構簡單等優(yōu)點，因其人們的廣泛關注。但負載變化或存在擾動時，會引起直流側電壓的波動，傳統(tǒng)的PI控制很難有效抑制電壓的波動。

中科院系統(tǒng)所韓京清研究院提出了一種對不確定系統(tǒng)有效實用的控制器——自抗擾控制器。它將系統(tǒng)的參數(shù)的變化歸結為系統(tǒng)的內(nèi)擾和外擾一起形成總擾動。通過觀測補償?shù)霓k法解決，具有很強的魯棒性。其中擴張狀態(tài)器可以對系統(tǒng)的總擾動進行觀測，它不必區(qū)分擾動的形式，對非線性、耦合等復雜形式的擾動也可很好地觀測。

本文將自抗擾控制技術應用在直接功率控制的PWM整流器中，采用ADRC進行電壓外環(huán)控制，通過擴張狀態(tài)器對負載的變化及時準確地估計和補償，從而有效抑制負載變化帶來的影響。

2 PWM整流器的直接功率控制

整流器的直接功率控制系統(tǒng)是建立在瞬時值基礎上的三相電路瞬時無功功率理論。通過直接控制瞬時有功功率和無功功率，實現(xiàn)高功率因數(shù)、低諧波的控制。

整流器的直接功率控制系統(tǒng)結構如圖1所示，根據(jù)檢測到的電流 ia，ib，ic和電壓 ua，ub，uc，經(jīng)計算得到瞬時有功功率和無功功率的估算值p和q，與功率的給定值pref和qref比較后送入滯環(huán)比較器輸出sp和sq開關信號，pref由直流電壓外環(huán)設定，qref設定為0，以實現(xiàn)單位功率因數(shù)。三相電壓 ua，ub，uc經(jīng)3/2得到兩相靜止坐標系中的電壓uα和uβ，uα和uβ送入扇形比較器輸出θn信號。根據(jù)sp、sq和θn在開關表中選擇所需的sp、sq和sc去驅動主電路開關。

圖1 整流器直接功率控制系統(tǒng)結構圖

整流器的直接功率控制系統(tǒng)結構簡單，控制算法容易實現(xiàn)，可以實現(xiàn)對有功功率和無功功率的精確控制。其缺點是要求較高的采樣頻率且開關頻率不固定，造成網(wǎng)側電流諧波含量隨機分布，給網(wǎng)側電流濾波帶來困難。另外當直流側負載發(fā)生變化時，會造成直流側電壓波動。

3 PWM整流器的自抗擾控制器的設計

3.1 自抗擾控制器原理

自抗擾控制器的典型結構包括3部分：擴張狀態(tài)觀測器、微分跟蹤器和非線性狀態(tài)誤差反饋控制率。微分跟蹤器 TD的作用是安排過渡過程并給出此過程的微分信號。擴張狀態(tài)觀測器是自抗擾控制器的核心，擴張狀態(tài)觀測器ESO對狀態(tài)變量的估計z1（t）、z2（t） 及 系統(tǒng)總擾動的實時作用量的估 計z3（t） ，而反饋量 z3（t）/b0將起到補償這個“總擾動”的作用。b0為b的估計值。非線性組合NLSEF實現(xiàn)對各階誤差信號的非線性加工組合。典型二階自抗擾控制器結構如圖2虛線部分。

圖2 自抗擾控制器原理圖

許多實際被控對象的數(shù)學模型可以簡化為

式中，w（t）為系統(tǒng)總擾動，它包括系統(tǒng)外擾和模型變化引起的內(nèi)擾；x為狀態(tài)，y為輸出；uCON為控制量；b為系數(shù)。通過采用ESO對總擾動進行觀測并給予補償，使系統(tǒng)變成積分串聯(lián)型系統(tǒng)，有

3.2 VO-DPC電壓自抗擾控制器設計

一般情況下自抗擾控制器采用非線性函數(shù)設計，能夠取得很好的控制效果，但計算復雜，并給調(diào)試增加了難度，所以采用線性函數(shù)來設計線性自抗擾控制器。

（1）跟蹤微分器的設計

式中，r為可調(diào)參數(shù)，r越大，跟蹤速度越快；udc1為安排的過渡過程；udc2為udc1的廣義導數(shù)。

（2）擴張狀態(tài)觀測器的設計

對 PWM整流器實際直流輸出電壓設計的二階線性ESO為

式中，udc為直流側輸出電壓；z1為電壓的狀態(tài)估計；z2為擾動 a（t）的估計值； β01、β02為兩個可調(diào)參數(shù)。

ESO對擾動的估計準確與否直接影響ADRC的控制效果，故ESO的參數(shù)整定非常關鍵，z2給出對未知擾動 a（t）的估計，影響系統(tǒng)的動態(tài)性能和精度，而z1的值對系統(tǒng)的輸出也有較大影響，因為PWM整流器的輸出電壓存在噪聲，z1起到對實際電壓進行準確狀態(tài)估計的作用。

（3）線性組合的設計

線性反饋結合ESO對耦合部分的觀測，就可以將直流電壓方程化為積分器串聯(lián)型的線性結構，這樣便完成了直流電壓的自抗擾控制器的設計，設計的自抗擾控制器如圖3所示。

圖3 ADRC控制器結構

4 仿真結果

根據(jù)整流器PI控制的直接功率控制和基于自抗擾的直接功率的基本原理，在Simulink環(huán)境下搭建其仿真模型，仿真參數(shù)設置如下：交流側電壓為110V，頻率為50Hz，電感為0.028mH，電阻為0.1Ω，直流側濾波電容為100uF,負載阻值為100Ω，直流電壓參考電壓輸入設定為300V。仿真結果如圖4所示。

圖4為直流電壓輸出波形，輸出電壓快速，無超調(diào)的到達穩(wěn)定狀態(tài)，且穩(wěn)態(tài)誤差很小。

圖4 直流電壓輸出

圖5為交流側相電壓和電流波形，電壓和電流的波形重合，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)運行。

圖5 交流側電壓電流輸出波形

為了驗證所提方案的性能，筆者經(jīng)PI控制的直接功率控制和自抗擾的直接功率控制作了對比實驗。其中圖6為參考電壓改變時輸出電壓的波形，在0.2s時，直流參考電壓改為400V，由圖6可見，ADRC控制比PI控制能更快地達到穩(wěn)態(tài)。

為了驗證系統(tǒng)對負載的魯棒性，將系統(tǒng)的負載電阻在t=0.4s時由100Ω變?yōu)?0Ω。圖7為直流電壓輸出波形，由圖7可見，文中所提方案具有更小的轉速降和更快的恢復時間。

圖6 參考電壓改變時直流電壓輸出

圖7 負載改變時直流電壓輸出

5 結論

作者針對電壓定向的直接功率控制的 PWM整流器，提出了一種基于自抗擾控制的電壓控制方案。仿真結果表明，該方法具有單位功率因數(shù)，低諧波、動態(tài)性能好等優(yōu)點，而且驗證了系統(tǒng)對負載的擾動有明顯的抑制效果。

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