趙 濤 張海燕 邵 杰 蔡 平

1（中國科技大學(xué)國家同步輻射實驗室 合肥230029）

2（中國科學(xué)院強磁場科學(xué)中心 合肥 230031）

大功率雙極性脈沖源在廢氣處理、食品殺菌、材料改性、PDP等很多領(lǐng)域有廣泛應(yīng)用[1–8]。目前，此類脈沖源的結(jié)構(gòu)復(fù)雜，脈沖邊沿不夠陡峭，效率較低[9–11]?；诠虘B(tài)器件的脈沖發(fā)生器因其效率高、控制靈活、體積較小等優(yōu)點而廣受關(guān)注[1,12–14]，文獻[9]提出兩個多級結(jié)構(gòu)結(jié)合起來以實現(xiàn)正或負的輸出脈沖，邊沿時間很快，但結(jié)構(gòu)復(fù)雜，且其的固態(tài)器件是硬開關(guān)，效率低。文獻[1]對此作了改進，在一個拓撲中實現(xiàn)雙極性輸出，但結(jié)構(gòu)依然復(fù)雜，且很難實現(xiàn)多個開關(guān)的同步?；诠虘B(tài)器件的脈沖發(fā)生器壽命長，工作穩(wěn)定，通過對輸入方波微分或通過短路傳輸線可產(chǎn)生雙極性脈沖源，但須增加輸入方波電路，使電路復(fù)雜化[15]。在文獻[16, 17]中，為產(chǎn)生高壓輸出脈沖，還引入高壓直流電壓，也增加了電路的復(fù)雜性。文獻[10]給出了一種性能良好的大功率雙極性脈沖源，但功率器件工作于硬開關(guān)狀態(tài)。

在很多應(yīng)用中需要陡峭的脈沖沿，陡峭的脈沖沿可抑制二次電子發(fā)射，從而減小能耗；在細胞試驗中，陡峭的脈沖沿能降低細胞死亡率。周期性矩形高壓脈沖用于KPT晶體反轉(zhuǎn)，要求脈沖上升沿陡峭，以利于電疇的快速形成，提高極化反轉(zhuǎn)質(zhì)量[18]。

本文利用固態(tài)器件分布電容小的特性以及快恢復(fù)二極管的高速特性研制雙極性源，分析和仿真結(jié)果表明該脈沖源有如下特點：升壓比高、電壓應(yīng)力小、結(jié)構(gòu)較簡單、效率高、輸出脈沖邊沿陡峭、頻率較高、正負對稱，寄生電容和輸入電感的諧振可使開關(guān)器件軟開通。

1 基本結(jié)構(gòu)與電路分析

該雙極性源由兩個boost變換器交錯并聯(lián)而成，圖 1是其基本結(jié)構(gòu)。設(shè)濾波電容 C1、C2的電壓為UC。當(dāng) M1導(dǎo)通、M2斷開、D2續(xù)流時，負載 A端高出B端電位UC；反過來，負載端B高出A端電位UC；M1和M2均導(dǎo)通，則負載上無壓降。通過控制兩開關(guān)的切換，就能在負載上得到脈沖輸出。

圖1 雙極性源的基本結(jié)構(gòu)Fig.1 Basic topology of the bipolar HV source.

為獲得高壓，占空比須很高。實際上，為獲得軟開關(guān)，電感電流必須反向，使M1和M2的寄生電容放電。如忽略寄生電容，這相當(dāng)于脈沖源工作在電感電流不連續(xù)模式。有一種簡單的辦法計算輸出電壓，即考慮等效電阻。我們知道，對 boost變換器，續(xù)流二極管(D1或D2)的導(dǎo)通占空比為

D是主開關(guān)M1和M2的占空比，τL= L/(RT)。一個周期內(nèi)的平均電導(dǎo)是[0×(T?D2T)+D2T/R]/T=D2/R，所以脈沖源等效到直流源的負載電阻為

因此，根據(jù) boost變換器的增益公式，脈沖源的輸出電壓幅值是

2 軟開關(guān)

實際的脈沖源如圖2所示。由于功率管(MOS、IGBT等)都具有一定的寄生電容，可利用寄生電容實現(xiàn)脈沖源的軟開關(guān)功能，具體分析如下。

圖2 實際脈沖源Fig.2 The practical converter.

(1) t0?t1：t0時刻，M關(guān)斷，M2導(dǎo)通，此時二極管D1續(xù)流。濾波電容C1和寄生電容Cr1充電至UC。t1時刻充電結(jié)束，iL1(t1)=0，所以 Ucr1(t1)=UC，dUcr1(t1)/dt=0。

(2) t1?t2：由于耦合電感的作用，iL1反向，M1的寄生電容Cr1放電，M1、D1截至，M2導(dǎo)通。則有：

t2時寄生電容放電結(jié)束。必須指出，電路的分布電容有很大影響，這里未作考慮。

(3) t2?t3：寄生電容放電結(jié)束后，在電感電流的作用下，反向二極管保持導(dǎo)通因此電感電流將線性變化。選擇在寄生電容放電結(jié)束后驅(qū)動 MOS管導(dǎo)通，就能實現(xiàn)軟導(dǎo)通。

3 結(jié)果和討論

圖3為該雙極性源的仿真結(jié)果。仿真條件是：開關(guān)頻率20kHz，占空比D=0.98，電感 L= 50mH，負載500W。試驗條件是：輸入電壓10V，負載電阻500W，開關(guān)頻率20kHz，輸出電壓530V。實驗中，用互感器替代電感，利用互感能量加速下降沿的下降速度(圖2)。

圖3 雙極性源仿真結(jié)果 a,驅(qū)動電壓UGS1,UGS2；b, 管壓降UDS1,UDS2；c, 電感電流iL1, iL2；d, 輸出電壓URFig.3 Simulation results of the bipolar HV source.a, drive voltage UGS1 and UGS2；b, voltages on M1 and M2；c, currents of the inductors；d, output voltage.

圖4(a)是實測的電阻兩端的輸出電壓脈沖，圖4(b)是展開后的輸出脈沖波形，前沿約50ns，脈沖高度約±530V，頂寬400ns，后沿約200ns。由圖5可知，主功率器件(M1和M2)實現(xiàn)了軟開通。

由于濾波電容是電解電容，容量很大，所以輸出脈沖的頂部較平坦。電解電容的使用也降低了整機的成本和體積。開關(guān)器件的軟開關(guān)不僅有助于降低能耗，更重要的是保護了其本身。這對延長脈沖源的壽命很有意義。

圖4 輸出(a)電壓, (b)脈沖Fig.4 The output voltage (a) and the expanded pulse (b).

圖5 軟導(dǎo)通(通道1：管壓降UDS1，通道2：UGS1)Fig.5 The soft turn-on (Ch 1: voltage on M1 UDS1 , Ch 2: drive voltage UGS1).

為了使脈沖頂部更平坦，整個系統(tǒng)的分布參數(shù)要小。實驗表明，分布電容的影響十分明顯。為減小這一影響，耦合電抗器應(yīng)遠離放置。此外，輸出脈沖的后沿下降速度較慢，這主要是由電路本身的特點決定的。提高驅(qū)動脈沖的速度和功率，能在一定程度上提高邊沿速度。根據(jù)w的表達式，為使寄生電容盡快放電，互感器的電感量要小，而耦合系數(shù)要大。

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