鐘壽永

（中國西南電子技術(shù)研究所 四川 成都 610036）

LFM連續(xù)波雷達具有良好的距離分辨力，發(fā)射機可用固態(tài)的，因而具有重量體積輕小的特點，使得LFM連續(xù)波雷達在探測技術(shù)中獲得廣泛應(yīng)用。連續(xù)波單天線雷達在使用中，接收通道和發(fā)射通道的隔離度如果比較低，強發(fā)射信號泄露入接收機，會嚴重影響雷達性能，甚至損壞接收機，導(dǎo)致雷達無法工作。近距離的目標的回波幅度大，會使接收機飽和無法工作或淹沒遠距離目標頻譜而降低雷達探測距離。為提高后端信號處理能力，在信道中采用低相噪、高線性度的信號顯得尤為重要。LFM連續(xù)波雷達對應(yīng)的距離分辨力與目標延時，與發(fā)射信號帶寬有關(guān)，與信號調(diào)頻線性度成正比[1-2]。而發(fā)射信號調(diào)頻線性度往往是限制LFM連續(xù)波雷達距離分辨力的關(guān)鍵因素。

1 LFM連續(xù)波雷達測距原理及信道組成

1.1 LFM連續(xù)波雷達測距原理

LFM連續(xù)波雷達采用的發(fā)射信號通常有三角波和鋸齒波。本設(shè)計發(fā)射信號采用鋸齒波調(diào)制線性調(diào)制掃頻信號，如圖1所示。信號掃頻帶寬為B，調(diào)制周期為T，信號頻率表示為：

其中f0為型信號掃頻起始頻率，K為調(diào)制斜率。

圖1 LFM連續(xù)波頻率與時間關(guān)系圖Fig.1 Relationship between the frenquency and time of LFMCW

對點目標，回波信號與發(fā)射信號的中頻差拍信號頻率為：

其中τ為回波信號和發(fā)射信號對應(yīng)距離R處的時延。R為點目標到達天線的距離，c為光速。因此雷達探測的目標距離R可由式（2）得出。

1.2 信道組成

和零外差方案相比較，超外差收發(fā)方案本振源多，需要中頻信號，增加了設(shè)備量和復(fù)雜度。但超外差收發(fā)方案本振抑制高，輸出信號頻譜較好。超外差方案具有靈敏度高，選擇性好的特點。本設(shè)計選用超外差接收方案。

圖2 超外差信道組成原理Fig.2 Schematic diagram of superheterodyne channel form

如圖2所示，頻率合成部分產(chǎn)生本振和系統(tǒng)時鐘，LFM信號產(chǎn)生部分生成中頻信號，一路到收發(fā)前端作為發(fā)射信號，一路到中頻接收和接收信號做作差拍，收發(fā)前端完成發(fā)射信號上變頻、放大和接收信號下變頻，中頻接收完成差拍混頻和解調(diào)。

2 低相位噪聲高線性度中頻LFM信號設(shè)計

在LFM連續(xù)波雷達系統(tǒng)中，中頻LFM信號一路經(jīng)收發(fā)前端上變頻為射頻信號后，作為發(fā)射信號由天線輻射出去，一路到中頻接收部分，和經(jīng)接收前端下變頻至中頻信號的接收信號作差拍用。中頻LFM信號的相位噪聲直接影響到雷達系統(tǒng)的檢測能力。

圖3 LFM信號產(chǎn)生原理圖Fig.3 Schematic diagram of signal generation

降低發(fā)射信號的相位噪聲對提升系統(tǒng)的性能有重要意義。采用DDS芯片產(chǎn)生LFM信號，DDS芯片輸出103 MHz時相噪：fm＝1 kHz：-150 dBc/Hz ，fm＝1 kHz：-160 dBc/Hz。 故相噪起主要作用為晶振的相位噪聲。頻率源選用采用SC切割的OCXO超低相噪晶振，相位噪聲為-155 dBc/Hz@1 kHz&-165 dBc/Hz@10 kHz。設(shè)計盡量減少中間環(huán)節(jié)，少產(chǎn)生無用頻率，保證發(fā)射信號具有較低相噪。

LFM信號的線性度特性對系統(tǒng)的檢測和測距分辨力性能有直接的影響[3]。采用DDS產(chǎn)生LFM信號，其線性度主要取決于DDS掃頻步進與掃頻帶寬，DDS掃頻步進與DDS的頻率最小駐留時間和最小步進性能直接相關(guān)，選用的DDS頻率最小駐留時間和最小步進為8 ns和0.12 Hz。

連續(xù)LFM信號的射頻輸出可描述為一個理想線性掃頻加上一個非線性頻率誤差，即：

射頻信號相對于帶寬的掃頻非線性定義為：

掃頻偏離線性度定義為掃頻非線性的最大差值百分比：

圖4 DDS掃頻示意圖Fig.4 Schematic plot of DDS sweep frenquency

由圖4可見，對于DDS掃頻而言，i為掃頻初始頻率，B為掃頻帶寬，t為掃頻時間，當向上掃頻時t為tUP；當向下掃頻時t為 tDOWN。e（t）為非線性掃頻誤差，emax為最大非線性掃頻誤差。由圖4不難發(fā)現(xiàn)：DDS掃頻具有很強的規(guī)律性。DDS掃頻實際上是DAC在起始頻率和終止頻率之間等間隔地輸出頻率，即輸出頻率等階躍保持。ADI公司的DDS有兩個掃頻性能控制參數(shù)，一是頻率步進，二是駐留時間。對于DDS掃頻而言，最小的非線性掃頻誤差 emin為零，最大的非線性掃頻誤差emax為頻率步進，不難明白，這里掃頻偏離線性度和最大掃頻非線性度是一致的，均為頻率步進與掃頻帶寬的比值?？梢姡珼DS掃頻頻率非線性度與頻率步進成正比，與D/A轉(zhuǎn)換無關(guān)。D/A的抖動只影響輸出幅度。

圖5 DDS輸出216 MHz頻譜示意圖Fig.5 216 MHz Spectrum characteristic of DDS output

在90 MHz@3.072 ms掃頻模式下，駐留時間為8 ns時，通過計算最小頻率步進為234 Hz，則線性度就為2.6×10-6，可滿足系統(tǒng)使用要求。

帶內(nèi)雜散取決于DDS信號；AD9858芯片180 MHz輸出時，在 f0±1 MHz內(nèi)，雜散≤84 dBc。 由圖 4可知在±1 MHz的帶內(nèi)，DDS的雜散優(yōu)于-70 dBc。本振相噪較低，經(jīng)兩次混頻后可達到≤70 dBc。DDS輸出216 MHz信號頻譜圖見圖5。

3 收發(fā)隔離度控制

本系統(tǒng)采用單天線進行發(fā)射和接收，發(fā)射功率泄漏到接收通道的問題不可避免。如果收發(fā)隔離度不夠高，發(fā)射泄漏的信號將使接收機的動態(tài)范圍增加，要求接收機的低噪聲放大器在較大信號輸入時不能飽和。由于發(fā)射泄漏功率的存在，其噪聲邊帶將使接收機的靈敏度下降。同時波導(dǎo)壁、微波器件等機械震動在泄漏信號上產(chǎn)生調(diào)頻邊帶，形成虛假的多普勒信號導(dǎo)致誤判。因此，將發(fā)射功率泄露至接收通道的信號對消對提高系統(tǒng)性能起到關(guān)鍵作用。傳統(tǒng)采用環(huán)行器作為收發(fā)雙工，而環(huán)行器的收發(fā)隔離度只有20～25 dB，無法滿足系統(tǒng)要求。

圖6 閉環(huán)自適應(yīng)對消原理Fig.6 Schematic diagram of the closed-loop adaptive cancellation

在單天線調(diào)頻連續(xù)波雷達中，射頻對消包括無源對消和自適應(yīng)對消等。閉環(huán)自適應(yīng)對消原理如圖6所示，其原理是利用正交混頻器把泄露信號矢量分解為兩正交分量I和Q，經(jīng)濾波放大以及其他視頻處理后由矢量調(diào)制器合成與泄露信號等幅反相的對消矢量，并由耦合器耦合進接收單元對消泄露信號。閉環(huán)自適應(yīng)對消技術(shù)的優(yōu)點是對天線回波以及近距離干擾目標的反射回波都能起到一定對消效果。但當泄漏功率較大時，接收單元必須能承受建立穩(wěn)態(tài)前的大輸入功率，并且還要求接收單元線性工作電平范圍高，同時對消矢量合成單元應(yīng)能產(chǎn)生足夠的對消信號輸出功率。而且該方案較為復(fù)雜，技術(shù)難度較大，加工調(diào)試時間長，工程應(yīng)用風險大。

本信道收發(fā)前端采用無源對消網(wǎng)絡(luò)來實現(xiàn)系統(tǒng)對收發(fā)隔離度的要求。對消模塊示意圖見圖7。對于E面T型頭，進入其中的信號被功分兩路，其中左邊一路移相，右邊一路移相零度。對于波導(dǎo)電橋，進入其中的信號，走直通路線的一路相移和走對角路線的一路移相相差90度。發(fā)射信號進入發(fā)射端E面T型頭，左邊一路和右邊一路信號在進入天線端口處時總移相度數(shù)相同，兩路信號同相，合成后經(jīng)天線發(fā)射出去。而回波信號從天線端口經(jīng)左右兩個路線到達接收端時也是同相合成。左右兩路發(fā)射信號經(jīng)波導(dǎo)電橋耦合到接收端口時剛好反相，從而實現(xiàn)對消。

圖7 無源對消原理示意Fig.7 Schematic diagram of passive cancellation

收發(fā)隔離仿真結(jié)果如圖8所示，理論上隔離度能夠達到42、43 dB。

圖8 收發(fā)隔離仿真結(jié)果圖Fig.8 Simulated results of transceiver isolates

無源對消網(wǎng)絡(luò)采用全波導(dǎo)結(jié)構(gòu)，沒有有源器件，可以通過控制加工精度來確保收發(fā)隔離指標，并且在全溫范圍內(nèi)，工作穩(wěn)定性好。它的缺點是收發(fā)各損失3 dB，工作帶寬比較窄，并且對天線反射回來的信號無法對消。

4 接收機SFC控制

回波信號強度隨目標距離的增加而衰減，近距離目標的差拍信號強度比遠距離目標的信號大的多，同時天線罩的反射也很大。近距離的強反射可能使接收機飽和或近距離目標的譜旁瓣將遠距離目標的譜主瓣淹沒。差拍信號的動態(tài)范圍很大，超過信號處理能處理的動態(tài)范圍。SFC（頻率靈敏度控制）處理的頻率特性須按特性設(shè)計，在近距離的目標對應(yīng)的低頻上提供大的衰減，而在遠距離目標對應(yīng)的高頻上提供較小的衰減[4]。通過動態(tài)壓縮，濾除一些近端的大信號，將動態(tài)范圍壓縮，以滿足信號處理的處理能力。SFC原理圖見圖9。

傳遞函數(shù)為：

其中：

圖9 SFC原理示意Fig.9 Schematic diagram of SFC

SFC控制曲線如圖 10所示。視頻放大部分采用兩級放大。在滿足帶寬的前提下，兩級增益可達80 dB。為保證系統(tǒng)有充足的裕值，可要求只達到系統(tǒng)合適數(shù)值的增益。

圖10 SFC控制曲線Fig.10 SFC control curve

在后端加入一個低通濾波器，使超出差拍信號帶寬外的高頻信號完全濾除。高通、低通濾波器的組合保證了中頻接收機帶寬。低通濾波器仿真結(jié)果如圖11所示。

5 結(jié)束語

文中對LFM連續(xù)波雷達信道的幾個關(guān)鍵技術(shù)進行了設(shè)計和研究。通過這幾項技術(shù)的應(yīng)用，解決了LFM連續(xù)波雷達信道中發(fā)射通道泄露、近端目標強回波信號對接收機影響的問題，產(chǎn)生了低相噪高線性度LFM中頻信號，提升了雷達系統(tǒng)的整體性能，使雷達的工程應(yīng)用變成現(xiàn)實。

圖11 低通濾波器仿真結(jié)果Fig.11 Simulated results of LPF

[1]張立志，汪學剛，向敬成.調(diào)頻線性度與FMCW雷達距離分辨力的關(guān)系[J].信號處理，1999（12）：93-96.ZHANG Li-zhi，WANG Xue-gang，XIANG Jing-cheng.The ralationship between FM linearity and range resolution in FMCW radar[J].Signal Processing，1999（12）:93-96.

[2]汪學剛，袁湘輝，向敬成，等.調(diào)頻線性度與零差拍線性調(diào)頻雷達的距離分辨力[J].系統(tǒng)與電子技術(shù)，1997（10）：19-23.WANG Xue-gang，YUAN Xiang-hui，XIANG Jing-cheng，et al.Sweep linearity effect on linear FMCW radar range resolution[J].Systems Engeering and Electronic Technology，1997（10）:19-23.

[3]韓躍.毫米波線性調(diào)頻連續(xù)波雷達關(guān)鍵技術(shù)研究 [D].南京：南京理工大學，2007.

[4]潘勝，羅豐.L FMCW 雷達距離動態(tài)問題的解決[J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2005（7）：85-91.FAN Sheng，LUO Feng.Solution to the dynamic range of L FMCWradar[J].ModernElectronicTechnique，2005（7）：85-91.

[5]丁鷺飛，耿富錄.雷達原理[M].西安：西安電子科技大學出版社，1995.

[6]Ludwig R，Bretchko P.射頻電路設(shè)計——理論與應(yīng)用[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002.