徐化東 黃 琦 井 實(shí)

(電子科技大學(xué)自動(dòng)化工程學(xué)院，四川 成都 611731)

0 引言

發(fā)電機(jī)功角是反映電力系統(tǒng)穩(wěn)定的重要參數(shù)之一，實(shí)時(shí)精確地獲取發(fā)電機(jī)功角是實(shí)現(xiàn)電力系統(tǒng)監(jiān)視和控制的關(guān)鍵。

發(fā)電機(jī)功角測(cè)量通常有計(jì)算法和直接測(cè)量法兩種。計(jì)算法在電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)具有較高的測(cè)量精度，但在電機(jī)暫態(tài)運(yùn)行時(shí)存在精度不高和算法復(fù)雜等缺點(diǎn)［1］。傳統(tǒng)的直接測(cè)量法可以得到電機(jī)暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的功角，但存在誤差大和對(duì)環(huán)境要求高等缺點(diǎn)［2］。

本文在發(fā)電機(jī)絕對(duì)內(nèi)電勢(shì)角定義的基礎(chǔ)上［3］，利用改進(jìn)的測(cè)量法，設(shè)計(jì)了發(fā)電機(jī)功角實(shí)時(shí)測(cè)量裝置。該裝置采用DSP+CPLD控制結(jié)構(gòu)，通過(guò)測(cè)量發(fā)電機(jī)機(jī)端的電壓、電流，鍵相脈沖與GPS矢量的夾角(鍵相脈沖相角)，得到發(fā)電機(jī)功角。DSP和CPLD芯片計(jì)算能力強(qiáng)大，兩個(gè)芯片分工協(xié)作，使裝置可以實(shí)現(xiàn)發(fā)電機(jī)暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)功角的實(shí)時(shí)測(cè)量，且測(cè)量精度高。

1 發(fā)電機(jī)功角測(cè)量原理

由于GPS秒脈沖信號(hào)與國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間同步誤差小于1 μs［4］，因此，通常以 GPS 作為發(fā)電機(jī)功角測(cè)量系統(tǒng)中的標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間。當(dāng)使用GPS作為標(biāo)準(zhǔn)時(shí)間時(shí)，絕對(duì)內(nèi)電勢(shì)角就是內(nèi)電勢(shì)相量與GPS參考矢量之間的夾角。

發(fā)電機(jī)功角測(cè)量原理如圖1所示，鍵相脈沖矢量與發(fā)電機(jī)內(nèi)電勢(shì)相量存在恒定的初始角度θ。鍵相脈沖與GPS矢量的夾角為φi(i為測(cè)量次數(shù))，則絕對(duì)內(nèi)電勢(shì)角Φi=φi+θ。

圖1 發(fā)電機(jī)功角測(cè)量原理圖Fig.1 The measuring principle of power angle of generator

對(duì)于初始角θ的整定，文獻(xiàn)［2］提出了過(guò)零檢測(cè)法，但這種方法要求精確地判斷零位，實(shí)現(xiàn)難度較大。本文的整定方法是:在電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，功角δ0是固定不變的，機(jī)端電壓向量與GPS矢量之間的夾角λ0通過(guò)對(duì)機(jī)端電壓信號(hào)處理得到，鍵相脈沖矢量與GPS矢量的夾角φ0可以直接測(cè)量得到，則初始角θ=λ0－φ0－δ0。由此可得到發(fā)電機(jī)實(shí)時(shí)功角為 δi=λi－Φi。

2 裝置硬件電路設(shè)計(jì)

測(cè)量裝置硬件電路包括電流電壓互感器、模擬低通濾波器、鍵相脈沖采集電路、加法器、CPLD芯片EPM1270T144及其外圍電路、A/D轉(zhuǎn)換芯片ADS7864和DSP芯片TMS320F2812最小系統(tǒng)。電路硬件結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 硬件結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 The scheme of hardware structure

2.1 低通濾波器設(shè)計(jì)

在測(cè)量中裝置只需要基波信號(hào)，因此，濾波器選擇為低通濾波器。濾波器指標(biāo)為f=10fc，幅度衰減大于30 dB，通帶內(nèi)電壓放大倍數(shù) Au=2，截止頻率 fc=100 Hz。為滿足幅度衰減并保證電路性能穩(wěn)定，濾波器電路選擇二階壓控電壓源低通濾波電路形式［5］。根據(jù)通帶內(nèi)電壓放大倍數(shù)和截止頻率的指標(biāo)要求，濾波電路電容、電阻值分別整定為 C1=C2=0.1 μF，R1=11.256 kΩ、R2=22.508 kΩ、R3=R4=67.528 kΩ。

2.2 裝置數(shù)字電路設(shè)計(jì)

數(shù)字電路部分包括CPLD芯片EPM1270T144及其外圍電路、A/D轉(zhuǎn)換芯片 ADS7864和 DSP芯片TMS320F2812最小系統(tǒng)。數(shù)字電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 數(shù)字電路結(jié)構(gòu)框圖Fig.3 The scheme of digital circuit structure

CPLD優(yōu)點(diǎn)突出［6］，其外圍電路由有源晶振、電源模塊和復(fù)位模塊構(gòu)成。CPLD的主要工作是:根據(jù)接收到的GPS信號(hào)，為ADS7864提供多通道同步采樣信號(hào);接收鍵相脈沖信號(hào)，計(jì)算發(fā)電機(jī)的轉(zhuǎn)速、鍵相脈沖相角，并將計(jì)算結(jié)果傳給DSP。通過(guò)CPLD輸出同步觸發(fā)采集信號(hào)，可以實(shí)現(xiàn)不同地點(diǎn)的發(fā)電機(jī)實(shí)時(shí)功角和轉(zhuǎn)速的同步采集。本文使用了Altera公司生產(chǎn)的CPLD芯片EPM1270T144。

TMS320F2812最小系統(tǒng)的具體工作是:接收ADS7864傳輸?shù)哪?shù)轉(zhuǎn)換結(jié)果，判斷發(fā)電機(jī)是否處于穩(wěn)態(tài)運(yùn)行，在電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，整定初始位置角;接收CPLD傳輸?shù)霓D(zhuǎn)速、鍵相脈沖相角等信息;計(jì)算本文需要的發(fā)電機(jī)功角。

3 裝置軟件設(shè)計(jì)

測(cè)量裝置軟件設(shè)計(jì)主要是計(jì)算發(fā)電機(jī)轉(zhuǎn)速和鍵相脈沖相角，實(shí)現(xiàn)相量測(cè)量算法(包括傅里葉變換和傅里葉修正算法)、相位補(bǔ)償和絕對(duì)內(nèi)電勢(shì)角測(cè)量算法等數(shù)據(jù)處理過(guò)程以及發(fā)電機(jī)功角計(jì)算。軟件流程如圖4所示。

圖4 軟件流程圖Fig.4 Flowchart of software

相量測(cè)量算法主要有過(guò)零檢測(cè)法和離散傅里葉變換(discrete Fouriet transformer，DFT)法。DFT法可以準(zhǔn)確地求出信號(hào)中的基波分量，且具有較好的濾波效果。因此，本文利用DFT法求取基波信號(hào)相量。根據(jù)《電力系統(tǒng)實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)監(jiān)測(cè)系統(tǒng)技術(shù)規(guī)范》的規(guī)定，裝置在設(shè)計(jì)中采用96點(diǎn)的傅里葉變換。對(duì)于變換點(diǎn)數(shù)是非2N的傅里葉變換，本文采用Winograd快速傅里葉變換(Winograd FFT)。該算法是 S.Winograd于1976年提出的。Winograd快速傅里葉算法實(shí)現(xiàn)過(guò)程如下。

選擇不同的 k1、k2數(shù)值，就可以求出 X(0)、X(1)、…、X(95)。在式(4)中，總共要進(jìn)行3456次復(fù)數(shù)乘，小于直接計(jì)算DFT需要的9216次復(fù)數(shù)乘，有助于實(shí)時(shí)性的實(shí)現(xiàn)。在測(cè)量裝置的設(shè)計(jì)中，采樣頻率是4800 Hz。因此，Winograd FFT頻率分辨率為50 Hz。若X(0)表示直流分量，則X(1)表示基波分量。利用X(1)就可以求出基波信號(hào)的幅值和相角等信息。裝置在軟件設(shè)計(jì)中只計(jì)算X(1)，減少了計(jì)算時(shí)間，保證了實(shí)時(shí)測(cè)量。

為驗(yàn)證算法的準(zhǔn)確性，本文在Matlab中對(duì)算法進(jìn)行了驗(yàn)證，并將計(jì)算結(jié)果與Matlab中自帶的FFT函數(shù)進(jìn)行了比較。

對(duì)信號(hào)y(t)=31cos(100πt+0.1)進(jìn)行96點(diǎn)采樣，得到數(shù)組Y(N)。Winograd快速傅里葉算法計(jì)算結(jié)果和Matlab中FFT計(jì)算結(jié)果如表1所示。

表1 計(jì)算結(jié)果對(duì)比Tab.1 The comparison of calculation results

由表1可以看出，測(cè)量裝置運(yùn)用的Winograd FFT可以較為精確地計(jì)算基波信號(hào)的幅值和相角。為了消除或減小由于非整數(shù)倍采樣所造成的DFT計(jì)算誤差，需要對(duì)DFT算法進(jìn)行修正，以提高測(cè)量的精度。由于裝置在設(shè)計(jì)中使用的是模擬濾波器，信號(hào)相位存在滯后現(xiàn)象，在得到基波相位后必須進(jìn)行補(bǔ)償，以得到實(shí)際的相位。濾波器相頻特性曲線如圖5所示。

圖5 相頻特性曲線Fig.5 The phase-frequency curve

從圖5可以看出，在48～54 Hz頻率段，相頻特性曲線近似為直線，對(duì)這個(gè)頻率段進(jìn)行一次曲線擬合得到的相位與頻率函數(shù)為:

4 測(cè)量結(jié)果與分析

設(shè)計(jì)完成后，該裝置在實(shí)驗(yàn)室的WDT-ПC型電力系統(tǒng)綜合自動(dòng)化實(shí)驗(yàn)臺(tái)上進(jìn)行了測(cè)試，首先進(jìn)行精度測(cè)試。在發(fā)電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，對(duì)由裝置測(cè)量得到的功角與用計(jì)算法得到的功角進(jìn)行比較并取差，差值作為誤差來(lái)檢驗(yàn)裝置測(cè)量的準(zhǔn)確性。裝置測(cè)量功角誤差曲線如圖6所示。

圖6 測(cè)量裝置功角誤差曲線Fig.6 The error curve of measurement device for power angle

從圖6可以看出，在電機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)，裝置測(cè)量功角與計(jì)算法功角最大差小于0.7°，說(shuō)明測(cè)量裝置滿足設(shè)計(jì)要求。由于裝置作為實(shí)驗(yàn)室電力系統(tǒng)廣域測(cè)量研究平臺(tái)的一部分研究?jī)?nèi)容，最終要實(shí)現(xiàn)的是多臺(tái)發(fā)電機(jī)的同步測(cè)量，因此，本文將兩臺(tái)裝置在同一實(shí)驗(yàn)臺(tái)上進(jìn)行同步測(cè)試。裝置功角測(cè)試同步誤差曲線如圖7所示。

圖7 同步誤差曲線Fig.7 The synchronous error curve

在采用同步采樣晶振誤差為10×10－6時(shí)，最大同步功角誤差小于0.4°，可以滿足電力系統(tǒng)廣域測(cè)量的要求［7－8］。

裝置實(shí)驗(yàn)室測(cè)試完成后，在四川省電力試驗(yàn)院進(jìn)行了應(yīng)用測(cè)試。運(yùn)用實(shí)時(shí)數(shù)字仿真儀(real-time digital simulator，RTDS)建模，構(gòu)建四川省大規(guī)模電網(wǎng)仿真平臺(tái)，對(duì)模擬的太白某發(fā)電廠監(jiān)測(cè)點(diǎn)進(jìn)行功角測(cè)試，得到的實(shí)時(shí)功角測(cè)試曲線如圖8所示。

圖8 實(shí)時(shí)功角測(cè)試曲線Fig.8 The real-time test curve of power angle

RTDS設(shè)置發(fā)電機(jī)組在運(yùn)行一段時(shí)間后發(fā)生故障，功角出現(xiàn)振蕩，而從圖8所示的功角曲線可以看出，裝置測(cè)量功角在某段時(shí)間出現(xiàn)振蕩，與RTDS設(shè)置結(jié)果相同。因此，裝置可以用于電力系統(tǒng)中發(fā)電機(jī)功角的實(shí)時(shí)測(cè)量。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文基于發(fā)電機(jī)絕對(duì)內(nèi)電勢(shì)角的測(cè)量方法，采用DSP+CPLD結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)了一種實(shí)時(shí)發(fā)電機(jī)功角測(cè)量裝置。該裝置采用改進(jìn)的直接測(cè)量法，不需要過(guò)零檢測(cè)，可以精確地實(shí)現(xiàn)發(fā)電機(jī)功角的實(shí)時(shí)測(cè)量。測(cè)試結(jié)果表明，本文設(shè)計(jì)的功角測(cè)量裝置，測(cè)量精度較高、同步效果好，且現(xiàn)場(chǎng)抗干擾能力強(qiáng)，可以實(shí)現(xiàn)發(fā)電機(jī)功角和轉(zhuǎn)速的實(shí)時(shí)測(cè)量，滿足廣域測(cè)量系統(tǒng)的測(cè)量要求，為電力系統(tǒng)監(jiān)控提供了參考。

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