周俊鵬，李 焱

(長春工業(yè)大學(xué)，長春130012)

0 引 言

PWM 即脈寬調(diào)制技術(shù)，是指采用電子開關(guān)將輸入調(diào)制器的電壓進行寬度調(diào)制。為防止同一橋壁上兩只功率管同時導(dǎo)通，死區(qū)的設(shè)置就顯得格外重要。DSP+CPLD 在級聯(lián)H 橋配電網(wǎng)靜止同步補償器的應(yīng)用，但并沒有具體的死區(qū)設(shè)置方法［1］。無刷直流電機的三環(huán)控制應(yīng)用廣泛，從整體對三環(huán)控制綜合描述，卻沒有給出具體的功率級和死區(qū)的控制策略［2］。根據(jù)雙DSP 的雙PWM 變頻器在控制上相對獨立而又緊密聯(lián)系的特點，提出了一種基于雙定點DSP 的雙PWM 變頻器控制平臺設(shè)計方法。該平臺可以滿足雙PWM 變頻器不同控制算法對控制板的硬件需求，同時兼顧其通用性，然而沒有提到死區(qū)方面的性能［3］。在雙PWM 變頻器系統(tǒng)研究與設(shè)計分析中，只有在電網(wǎng)方面籠統(tǒng)的說明，沒有在電機控制方面的介紹［4］。運動控制器使用DSP + CPLD 結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了直線插補的兩級插補。粗插補采用時間分割法，由DSP 軟件完成;精插補采用DDA 法，由CPLD 硬件完成，提高了插補精度和輸出脈沖頻率，改進了傳統(tǒng)的分割算法，保證分段坐標增量的均勻性，可是單從理論出發(fā)，沒有應(yīng)用在工程中［5］。DSP和CPLD 的伺服控制器，應(yīng)用于某光電系統(tǒng)的控制部分，雖然有工程應(yīng)用價值，但沒有提到在產(chǎn)生PWM 波性能方面的說明［6］。DSP +CPLD 開關(guān)磁阻電機控制系統(tǒng)應(yīng)用在電動汽車方面，沒有談到死區(qū)方面的問題［7］。用一系列等幅不等寬的脈沖來代替一個正弦波為思想，單從軟件與仿真方面達到理想PWM 波，可是具體實際應(yīng)用方面未知［8］?；陔p閉環(huán)控制的單相PWM 整流電路中，雖然提到了死區(qū)發(fā)生電路，但詳細的精度與準確度方面卻未得到體現(xiàn)［9］。基于MCS -51 單片機的一種帶死區(qū)的PWM 脈沖調(diào)制方法，展現(xiàn)了PWM 波產(chǎn)生方法，但死區(qū)固定，并不具有代表性［10］。Proteus 中的直流電機PWM 調(diào)速系統(tǒng)中，也僅僅是單純的仿真，死區(qū)沒有體現(xiàn)，沒有工程應(yīng)用背景［11］。PWM 波中調(diào)整占空比就可以得到不同的平均電壓。本文將介紹DSP數(shù)字信號處理器產(chǎn)生的PWM 詳細過程，并針對DSP 的死區(qū)寄存器設(shè)置只有幾種固定頻率，而且不能方便得到準確的整微秒，用CPLD 設(shè)置死區(qū)加以改進可得到精確的整微秒。試驗表明精確程度僅有0.2 μs 的誤差。

1 PWM 波形產(chǎn)生原理

從圖1 中可見，(NTxPR+1)×fT=T(所需周期)。

圖1 通用定時器連續(xù)增計數(shù)模式

從圖2 中可知，占空比低有效時為NCMPRx，高有效時占空比為［(NTxPR+1)-NCMPRx］/(NTxPR+1)。如果需要死區(qū)控制，則相應(yīng)的死區(qū)控制寄存器中對應(yīng)為設(shè)置適當?shù)闹?。例如EvaRegs. DBTCONA. all= 0x0A74(死區(qū)定時器1、2 使能;死區(qū)定時器32 分頻)。前述的fsys=75 MHz，則死區(qū)時間t =32 ×10/75 μs=4.3 μs。根據(jù)上升沿要延遲一個死區(qū)時間，則PWM 波形如圖3 所示。

圖2 連續(xù)增計數(shù)模式下的通用定時器比較輸出

圖3 帶死區(qū)的PWM 波形圖

由以上死區(qū)設(shè)置可知，DSP 設(shè)置的死區(qū)通過繁瑣的計算不能方便得到整微秒。采用CPLD 設(shè)置可得到整微秒。

2 CPLD 產(chǎn)生帶死區(qū)的PWM 波原

由DSP 產(chǎn)生800 Hz(PWM1)占空比1∶ 4 的周期信號和PWM3 方向信號，送入CPLD 中，得到PWME1(C)，PWME2(D)，PWME3 (A)，PWME4(B)四路信號，供給功率級來控制電機。表1 和表2為理論分析四路PWM 信號波形。

表1 理論分析正向PWM 信號波形

表2 理論分析反向PWM 信號波形

圖4 中在Quartus II 中設(shè)置pin_name 為16 MHz，經(jīng)過16 分頻器后得到周期為1 μs 的基準波，經(jīng)過6 個D 觸發(fā)器就可到得6 μs 死區(qū)，所以只需增加或減少D 觸發(fā)器，就可靈活方便地得到PWM 的死區(qū)。IOINPUT06，IOINPUT07 置1，PWM1 設(shè)置為800 Hz，PWM3 置1，可得A，B，C，D 四路仿真波形圖，如圖5 所示。

圖4 6 μs 死區(qū)設(shè)置PWM 邏輯電路

圖5 四路PWM 仿真波形圖

從圖5 中可見，PWME1 與PWME3 前沿相差6 μs 的死區(qū)，PWME2 為高電平，PWME4 為低電平。在Quartus II 中按上述方法設(shè)置PWM3 置0，其余設(shè)置不變，可得到圖6 仿真波形圖。

圖6 四路PWM 仿真波形圖

從圖6 中可見，PWME2 與PWME4 前沿相差6 μs 的死區(qū)，PWME1 為高電平，PWME4 為低電平。上述仿真結(jié)果與表1 和表2 所列理論分析完全一致。

3 功率級驅(qū)動電路

將CPLD 產(chǎn)生的A，B，C，D 四路帶死區(qū)的PWM信號送入圖7 的DRV2A，DRV1A，DRV2B，DRV1B中，經(jīng)過4505 隔離放大反相后送入PM75CSE060中，在PN 端加上40 V 直流電壓，在U(+)，V(-)兩端用示波器得到波形如圖8、圖9 所示。IPM 的Fo在欠壓、短路、過流和溫度過高時輸出低電平可設(shè)計作為電路故障監(jiān)測端。

圖7 功率驅(qū)動電路

從圖8 和圖9 中可看到，PWM 波形前端稍帶尖峰，可提高電機帶載能力及其響應(yīng)的快速性。

圖8 正向PWM 波形

圖9 反向PWM 波形

從圖10 的示波器中可看出，從功率級端輸出PWM 波形死區(qū)為5.8 μs，非常準確，完全滿足快速反射鏡所需單極性PWM 波所需的死區(qū)要求。

圖11 為本工程實際的伺服控制電路板和功率級電路板。

圖10 實測PWM 波形死區(qū)

圖11 伺服控制板加功率級驅(qū)動板

4 結(jié) 語

此快速反射鏡的功率驅(qū)動電路PWM 波死區(qū)要求大于5 μs，實測死區(qū)時間5.8 μs，完全滿足機載平臺下對PWM 波形的需要。死區(qū)時間不易設(shè)置過大，否則影響電機起動時間，使系統(tǒng)滯后，穩(wěn)定裕度降低影響系統(tǒng)穩(wěn)定性;同時稍帶尖峰的PWM 波形能夠提高電機驅(qū)動能力。此方法在實際應(yīng)用中方便、可行、有效，能夠滿足某項目PWM 波形死區(qū)精度方面的需要。本文對功率驅(qū)動具有很好的通用性和借鑒性。

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