王玉斌 林意斐 董彥彥 于璽昌

（1.山東大學電氣工程學院 濟南 250061 2.日照電業(yè)局 日照 276800）

1 引言

電力電子學的一個發(fā)展趨勢是變換器的高功率密度和小型輕量化，而高頻化是實現這一目標的必然選擇。傳統(tǒng)的硬開關隨開關頻率的提高而導致的高開關損耗、高電壓電流應力，使變換器效率降低、可靠性下降，從而限制了變換器的小型化和輕量化。軟開關技術通過引入諧振電路、對開關器件的開關過程進行控制，使其在零電壓或零電流狀態(tài)下開關，從而明顯減小甚至消除開關損耗。因此，軟開關技術是電力電子變換器小型化和輕量化的必然要求。

對于軟開關技術的研究，源于20 世紀70 年代。開始主要針對直流斬波軟開關電路，后來隨著諧振直流環(huán)和諧振極逆變器的提出，軟開關技術也逐漸應用到逆變領域。

一些文獻中提出的零電壓轉換（Zero-Voltage Transition,ZVT）軟開關逆變器[1-3]，通過控制實現逆變器主開關的零電壓開通，而通過緩沖電容減小其關斷損耗。輔助開關電路參與開關過程通過諧振實現軟開關，但是當主開關開通或關斷過程結束后輔助電路必須退出諧振防止影響主電路正常工作，也可減少不必要的損耗。由此就產生了諧振電流的復位問題。其中文獻[1]中提出的輔助諧振換相極（Auxiliary Resonant Commutated Pole,ARCP）逆變器利用分裂電容來復位諧振電流，主開關可實現零電壓開通，輔助開關可實現零電流開關。然而存在分裂電容充電平衡、需要阻斷輔助開關上的反向電壓等缺點。另外，該方法控制復雜且如果不采取保護措施，輔助開關易損壞。

耦合電感軟開關ZVT 逆變器（coupled inductor soft-switching ZVT inverter）[4-6]由于其輔助開關的電流應力很小，所以很適合在高功率的場合下應用。文獻[7]中通過改變耦合變壓比，可使耦合電感軟開關ZVT 逆變器在一定的負載范圍內實現軟開關。而且，使用耦合電感復位諧振電流也取得了較好效果，同時避免了分裂電容復位諧振電流時帶來的問題。然而，該逆變器存在著勵磁電流的復位問題。勵磁電流如果不能可靠復位，可能引起耦合電感磁心飽和。

為解決勵磁電流的復位問題，文獻[8]在諧振回路中串入一個飽和電感（saturable inductor），飽和電感由于其獨特的磁滯特性可以當作開關使用。該方法保留了基本耦合電感軟開關電路的優(yōu)點，但是為了使飽和電感起到應有的作用，必須使耦合電感具有足夠大的勵磁電感以減小勵磁電流，便于飽和電感可靠關斷。飽和電感關斷勵磁電流時會造成磁心的損耗和發(fā)熱，這樣軟開關在效率方面做的努力就被飽和電感的損耗抵消了。

文獻[9]提出了另一種復位勵磁電流的方法。該方法是通過二極管向勵磁電流施加反向復位電壓，使勵磁電流復位。與耦合電感軟開關ZVT 逆變器相比，該拓撲中的輔助二極管并不分擔諧振電流，諧振電流全部由輔助開關承擔，因此輔助開關的電流應力很大，限制了其進一步的應用。

針對上述不足，文獻[10]提出了一種新型雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器拓撲結構，其一橋拓撲如圖1 所示，一個諧振極里設置兩個耦合電感，故此得名。該結構繼承了基本耦合電感ZVT 逆變器的優(yōu)點，同時又克服了其存在的不足，即勵磁電流的復位問題，是一種具有廣泛應用前景的拓撲結構。

圖1 新型雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器拓撲Fig.1 The topology of new-type two coupled inductor soft-switching ZVT inverter

軟開關ZVT 逆變器工作時，輔助開關先于相應的主開關開通，提前開通的時間通常由固定的延時電路來實現。當負載電流大小的變化范圍較寬時，這種方法很難保證主開關的ZVS 性能。例如，負載電流較小時，延時時間內主開關很快達到零電壓狀態(tài)，但要等到延時時間到了才能開通，可能導致有效占空比損失；負載電流較大時，由于耦合電感電流上升到負載電流以及開始諧振的時間過長，導致主開關達到零電壓的時間延長，大于固定的延時時間，當延時時間到、主開關開通時因其兩端的電壓還未諧振到零，因此無法實現ZVS。為了解決上述問題，提出將固定的延時改為可調的延時控制[11,12]，基本思路是根據負載電流的大小和方向來調節(jié)延時時間，但是在過零點時負載電流大小和方向難于判斷，且存在噪聲干擾以及電流調理電路的偏置問題。

本文提出了一種基于電壓諧振過零檢測電路的可調延時控制方法，應用到新型雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器中，自動調節(jié)輔助開關與主開關之間的延時時間，使主開關開通恰好發(fā)生在器件電壓降至零的時刻，實現了零電壓開關的自適應控制。

2 雙耦合電感軟開關ZVT 的工作原理

為了實現可調延時控制，結合圖1 介紹雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器的工作原理。

圖1 中S1、S2分別為同一橋的上、下主開關；Sx1、Sx2分別為S1、S2的輔助開關；Tr1、Tr2為兩個耦合電感，Lm1、Lr1分別為Tr1的勵磁電感和漏電感，Lm2、Lr2分別為Tr2的勵磁電感和漏電感；C1、C2為諧振電容；VDx1～VDx6為輔助二極管。

圖2 為主、輔助開關的控制信號以及主要的電壓和電流波形，其中PWM 為來自控制器的脈寬調制信號；ugs1、ugs2、ugsx1、ugsx2分別為主開關S1、S2和輔助開關Sx1、Sx2的控制信號，其時序邏輯下節(jié)將有詳細敘述；Io是負載電流，分析軟開關過程時可近似看作常量；iLr是諧振電流；uce1為主開關S1上的電壓；uLm1、iLm1分別為Tr1勵磁電感上的電壓和電流。

圖2 控制信號時序和主要波形Fig.2 The control signal time-logic and major waveforms

假設電路初始狀態(tài):t0時刻之前，S1處于斷態(tài)、S2處于通態(tài)（按圖中電流方向，實際上是VD2導通）。

（1）模態(tài)[t0～t1]:t0時刻，主開關S2零電壓關斷，負載電流Io經反并聯二極管VD2續(xù)流。

（2）模態(tài)[t1～t2]:t1時刻，主開關S1的輔助開關Sx1受控開通，與此同時，二極管VDx3也開始導通，使耦合電感Tx1中的電流iLr線性增加，勵磁電流iLm1從零開始建立。

（3）模態(tài)[t2～t3]:t2時刻，電流iLr上升到與負載電流Io相等，此后漏感和諧振電容C1、C2開始諧振，iLr繼續(xù)增加，C2充電，C1放電。因此S1兩端電壓uce1開始下降、同理S2兩端電壓uce2開始上升。

（4）模態(tài)[t3～t4]:t3時刻，C2的充電電壓上升到直流側電壓Udc，C1則放電到電壓為零，即uce1下降到零，此時控制S1零電壓開通，諧振電流iLr開始下降。

（5）模態(tài)[t4～t5]:t4時刻，輔助二極管VDx3自然關斷，諧振電流iLr下降到勵磁電流值iLm1，由于此后繞組上的電壓uLm1為零，因此此階段勵磁電流值iLm1保持不變。

（6）模態(tài)[t5～t6]:t5時刻，輔助開關Sx1受控關斷，二極管VDx4續(xù)流開通，勵磁電流iLm1開始復位。因為復位電壓等于直流側電壓Udc，因此iLm1迅速復位到零。

（7）模態(tài)[t6～t7]:t6時刻，勵磁電流iLm1復位到零，二極管VDx4自然關斷，這一階段主開關S1流經全部負載電流。

（8）模態(tài)[t7～t8]:t7時刻，S1零電壓關斷，負載電流Io轉而流經C1、C2，即對C1充電、C2放電，uce1開始上升、uce2開始下降。

（9）模態(tài)[t8～t9]:t8時刻，C1充電完畢，端電壓uce1上升到Udc。C2放電完畢，uce2下降至零，負載電流由二極管VD2續(xù)流。

（10）模態(tài)[t9～t0]:t9時刻S2零電壓開通，考慮到負載電流的方向，實際上自t8時刻以后，一直是VD2續(xù)流承擔全部負載電流，電路中各量未發(fā)生變化。在此期間Sx2受控開通，但因這一階段并未發(fā)生諧振，亦即Sx2雖已開通卻無電流流過，屬于零電流開通。

當負載電流反向時，工作原理和波形與上述相似，不再贅述。

3 可調延時控制的自適應軟開關技術

圖3 給出了新型雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器實現自適應可調延時控制的原理圖。不失一般性，仍以 S1為例說明。因諧振電容C1與S1并聯，S1總是可以實現零電壓關斷，因此，以下主要分析如何自適應調節(jié)延時時間使S1實現零電壓開通。如上節(jié)所述，在模態(tài)[t2～t3]，當電流iLr上升到與負載電流Io后，漏感和諧振電容C1、C2開始諧振，iLr繼續(xù)增加，C2充電，C1放電。亦即t2時刻，uce1開始下降直至t3時刻減小到零。此時如果控制S1開通，則S1即為零電壓開通。

圖3 主開關和輔助開關的控制邏輯圖Fig.3 The control logic for main and auxiliary switches

為此，本文提出如圖3 所示的開關控制邏輯、實現可調延時控制的硬件實現方案。由DSP 輸出的PWM 開關信號，經死區(qū)時間（為避免同一橋上下兩管直通而引入的延時）延時后去控制輔助開關Sx1開通（對應圖2 中的t1時刻）。Sx1開通后主開關S1何時開通則通過檢測S1兩端的電壓uce1，當uce1接近0 時控制S1零電壓開通。圖3 中，將經過二極管VD1阻斷高壓后的uce1與基準電壓Uref經高速電壓比較器比較，當uce1降至基準電壓Uref，比較器輸出翻轉變高，經與門和或門后ugs1變高，此時即可控制S1零電壓開通（對應圖2 中的t3時刻）?？紤]到高速電壓比較器以及邏輯電路的響應時間，Uref可設置成略大于0 的值，比如設置成2V。為了防止uce1檢測電路在過零點附近的抖動、引起開關噪聲，高速電壓比較器最好設計成滯環(huán)比較器。本文中高速電壓比較器選用AD 790，uce1的檢測比較電路如圖4 所示。

圖4 主開關集射極電壓檢測比較電路Fig.4 The detecting circuit of collector-to-emitter voltage for main switch

輔助開關Sx1在PWM 開關信號變低時關斷，而S1則經復位時間延時后零電壓關斷（對應圖2 中的模態(tài)[t5～t7]），保證耦合電感的勵磁電流可靠復位。

4 耦合電感設計

耦合電感實際上是一個雙繞組變壓器，如圖1中虛線框里的Tr1、Tr2，為耦合電感的完整等效模型。除了理想模型中的一次、二次繞組外，圖中還考慮了各自的勵磁電感和諧振電感。勵磁電感與一次繞組并聯。其中，勵磁電感限制勵磁電流，諧振電感與諧振電容在軟開關過程中參與諧振。

4.1 一次、二次繞組匝數計算

由于在模態(tài)[t1～t4]期間，施加到勵磁電感上的電壓為Udc/(1+n)，勵磁電流線性上升。因此，一次繞組的匝數為

式中，Ae為由磁心型號決定的有效磁心截面積；B為磁心材料的磁感應強度，本文選擇ETD 型鐵氧體磁心。n為電壓比（n=N2/N1）。為了實現ZVT 軟開關，n一般在1.2～1.5 之間取值[7,10]。

確定n之后，結合式（1）即可確定二次繞組匝數N2。

4.2 漏感與諧振電感的關系

制作耦合電感時一般先繞一次繞組，再繞二次繞組，一次、二次繞組之間加絕緣層。漏感大小與一次、二次繞組之間的絕緣層厚度有關。將二次漏感折算到一次側，總的漏感可由下式確定。

式中，l為每匝線圈的平均長度；H為整個繞組的高度；h1一次繞組寬度；h2為一次、二次繞組之間的絕緣層厚度；h3為二次繞組寬度。

諧振電感Lr與漏感Llk有如下關系[10]:

設計中首先確定諧振電感Lr，此時要折中考慮電流應力di/dt和主開關最小開通時間限制。然后根據式（3）計算漏感Llk，并通過式（2）計算h2。由于式（2）中的參數有些難以得到準確值，只能估算，因此計算得到的h2不一定準確，只能作為設計參考，實際制作耦合電感時要反復調整h2，通過LCR 測試儀測量得到漏感的準確值，并最終確定諧振電感。

5 仿真和實驗

為了驗證上述方案的可行性，設計和調試了一套5 kW 的單相并網逆變器實驗樣機。該并網逆變器采用隔離式兩級變換的拓撲結構，即前級的交錯并聯 DC-DC 變換器[13]和后級雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器。其中輸入與輸出的隔離是通過前級變換器中的高頻變壓器實現，從而避免了非隔離型并網逆變器必須解決的漏電流問題。

首先對主開關采用固定延時和本文提出的自適應可調延時方法分別進行了仿真研究，并對仿真結果進行了分析比較。

圖5 是不同負載電流Io時采用固定延時方式的仿真波形。仍以S1為例，仿真采用的固定延時為1μs，即主開關S1在輔助開關導通1μs 后控制開通。當Io較小，即Io=3.2A 時，uce1很快達到零電壓狀態(tài)，而S1卻要等到固定延時時間1μs 后才能受控開通，導致有效占空比損失，如圖5a 所示；當Io較大，即Io=19.5A 時，固定延時1μs 后顯然uce1還遠未降至零，此時控制S1開通則必然失去零電壓開通的條件，導致開通損耗上升，如圖5b 所示。可見當輸出功率較大、輸出電流變化范圍較大時，采用固定延時的方法比較困難，無論如何選擇延時時間，要么太長（相對于較小的Io）、要么太短（相對于較大的Io），無法實現真正意義上的ZVS，從而影響效率的提升。

圖5 采用固定延時方法的仿真波形Fig.5 Simulation waveforms with fixed delay control

圖6 是不同負載電流Io時采用自適應可調延時方式的仿真結果。輔助開關Sx1開通后，通過實時檢測uce1來控制S1的開通時刻。圖6a 為Io=3.2A 時仿真結果，uce1經0.849μs 降至零；圖6b 為Io=19.5A時仿真波形，uce1經1.197μs 降至零。亦即當Io分別為3.2A 和19.5A 時，S1滯后Sx1開通的時間分別調整為0.849μs 和1.197μs，從而保證無論Io大小如何變化，都能保證主開關的ZVS 條件，實現真正意義上的軟開關。

圖6 采用自適應可調延時方法的仿真波形Fig.6 Simulation waveforms with adaptive variable timing control

雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器實驗時采取的主要參數見下表。前已述及，圖1 是其一橋拓撲，與圖1 完全相同的兩套拓撲即可構成單相全橋，主開關橋的中點、經LC 低通濾波器濾波后產生交流輸出。

表 ZVT 逆變器的主要參數Tab. Major parameters of ZVT inverter

實驗時樣機的直流輸入電源由Sorensen 公司的可編程直流電源 SGA60—250D 提供，輸入電壓50～55V；然后由前級變換器升壓至400V 作為后級ZVT 逆變器的直流輸入電壓。后級ZVT 逆變器采用DSP TMS320F28335 控制，輸出的PWM 開關信號經圖3 的延時控制邏輯后分別去控制4個主開關和4個輔助開關。

將實驗樣機工作在獨立供電方式，逆變器輸出經LC 低通濾波器后接一個可調電阻作為負載，來測試軟開關ZVT 逆變器的性能。

圖7 H 橋輸出電壓及電流實驗波形Fig.7 Experimental waveforms of H-bridge output voltage and current

圖8 采用自適應可調延時方法的實驗波形Fig.8 Experimental waveforms with adaptive variable timing control

圖7 和圖8 給出了相應的實驗波形。其中，圖7 給出了輸出功率1.4kW 時后級變換器H 橋輸出的PWM 電壓波形以及濾波后的輸出負載電流波形。圖8 給出了不同負載電流Io時采用自適應可調延時方式的實驗波形，其中，圖8a 和圖8b 的負載電流分別為0.3A 和7.6A。分析比較圖8a 和圖8b，可以明顯看出耦合電感諧振電流峰值與負載電流大小有關，負載電流越大，諧振電流峰值越高，主開關電壓降至零的時間越長；反之則越短。但是由于采用了自適應可調延時方法，無論負載電流大小如何，主開關總可以實現零電壓（ZVS）開關，實驗波形與仿真結果相吻合。而且，主開關關斷時集射電壓并沒有明顯的過沖，電壓應力很小，可見，軟開關在降低開關損耗、提高效率的同時，也優(yōu)化了開關的運行環(huán)境，降低了電磁干擾。當輸出由輕載到額定變化時，實測該并網逆變器后級軟開關逆變器的效率維持在98%左右，這是硬開關電路以及采用固定延時方法的ZVT 軟開關所無法實現的。

6 結論

新型雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器繼承了基本耦合電感軟開關逆變器的優(yōu)點，且解決了勵磁電流的復位問題，應用前景廣闊。本文提出了一種基于電壓諧振過零檢測電路的可調延時控制方法，應用到新型雙耦合電感軟開關ZVT 逆變器中，實現了主開關的零電壓開關自適應控制?？梢缘玫饺缦陆Y論:

（1）本文提出的基于電壓諧振過零檢測方法自適應地調節(jié)輔助開關與主開關之間的延時時間，使主開關零電壓開通恰好發(fā)生在器件電壓降至零的時刻。與固定延時時間方法相比，該法確保當負載由輕載到額定變化時都能實現零電壓軟開關，使逆變器高效運行。

（2）輔助開關的電流應力更小。

（3）耦合電感的勵磁電流電流能可靠、迅速復位，避免磁心飽和。

（4）零電壓檢測電路以及主、輔開關控制邏輯完全可以結合驅動電路通過硬件實現，無需DSP 干預，亦即無需更改DSP 程序，即可方便地將硬開關逆變器程序移植過來，從而縮短新產品開發(fā)周期。

目前，自適應可調延時控制的雙耦合電感ZVT軟開關逆變器已應用到隔離式兩級變換單相并網逆變器中，還將應用到軟開關型固態(tài)變壓器中。

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