張 君，胡 云，嚴 靜，曾德國

（1.中國航天科工集團8511研究所，江蘇 南京210007；2.北京航天長征飛行器研究所，北京100076）

0 引言

前些年由于受ADC 器件的模擬帶寬（最大在3GHz左右）的限制，單路數(shù)字信道化接收機的最大瞬時帶寬基本在1GHz左右，而雷達信號的瞬時帶寬達到了4GHz甚至更高，所以通常采用多路數(shù)字接收機并行工作，但這種并行體制會帶來大額的工程成本。近年來德國 Micram 公司出產了一款模擬帶寬20GHz、采樣率可達30GHz的6 位超高速ADC。美國Hittite公司也推出了一款模擬帶寬18GHz、采樣率可達26GHz的3位超高速ADC，器件的模擬帶寬已達常規(guī)雷達的頻率覆蓋范圍。因此，本文提出了單路瞬時4GHz處理帶寬的數(shù)字接收機，以完成2～18GHz雷達信號進行同時偵收的方案，該方案有效降低了瞬時超寬帶接收機成本，具有較高的實用價值。

1 瞬時超寬帶接收機發(fā)展概況

好的電子戰(zhàn)截獲接收機應具備靈活性、超寬帶、實時性等多種能力。現(xiàn)有的大量電子戰(zhàn)接收機在實現(xiàn)超寬帶偵察時都存在一些缺陷。晶體視頻接收機和瞬時測頻接收機在密集信號環(huán)境中不能有效工作［1］。線性調頻Z變換壓縮截獲搜集可以適應密集復雜的信號，但其設備量龐大，實現(xiàn)復雜。信道化接收機截獲概率高、靈敏度高、瞬時頻帶寬、動態(tài)范圍大、具有處理同時到達信號的能力，但隨著帶寬的增加，前端變頻組件要求復雜，瞬時帶寬加大要求AD 采樣率提高。針對大瞬時帶寬的實時偵察需求，產生了采用模擬信道化級聯(lián)數(shù)字信道化的偵察接收機模式［2］。而模擬接收機在瞬時動態(tài)、靈敏度方面均不如純數(shù)字接收機。

高速ADC及高速集成電路的發(fā)展使瞬時超寬帶純數(shù)字信道化接收機成為現(xiàn)實，如美國的SR 系列監(jiān)視接收機的頻率范圍為20MHz～12GHz［3-4］。瞬時超寬帶純數(shù)字信道化接收機同時具備了靈活、寬瞬時帶寬及實時等各種優(yōu)點，成為了超寬帶信號偵收的新寵。

2 瞬時超寬帶接收機架構設計

常規(guī)數(shù)字接收機的瞬時處理帶寬較窄，采樣率低。如果瞬時處理2～18G 的信號，則前端需大量的變頻及濾波組件，將帶來高額的硬件成本及設備冗余。而本文提出的超寬帶接收機，將簡化前端器件，利用高采樣率的超高速ADC完成瞬時超寬帶信號的偵收。

2.1 微波前端架構設計

對2～18GHz雷達信號進行瞬時偵收，擬采用4個單路瞬時4GHz數(shù)字信道化進行同時偵收，系統(tǒng)的偵收頻率劃分為2～6、6～10、10～14、14～18GHz共計4個頻段。微波接收機設計采用軟件無線電設計思路，不做變頻處理，只做簡單的放大及抗混疊濾波處理。接收天線可以分2～6、6～18GHz兩大段，也可以2～18GHz全頻段接收，放大鏈路的低噪放增益分配10dB左右，以保證鏈路較高的噪聲系數(shù)及大的線性動態(tài)為宜，中間級放大器的增益分配要結合整個接收系統(tǒng)的指標進行優(yōu)化，通過逐級放大濾波的方式達到最佳動態(tài)，各子頻段通過隔離放大、濾波的方式提高抗混疊抑制，帶內增益波動可以通過插入均衡器調節(jié)。微波接收機組成框圖如圖1所示。

圖1 兩種微波接收機組成框圖

從圖1可看出，相比傳統(tǒng)的微波接收機，瞬時超寬帶接收機由于不需要進行變頻，已經(jīng)不需要寬帶頻蹤、變頻模塊。通過使用均衡器調節(jié)瞬時4GHz帶內微波系統(tǒng)的不平坦度，且用于彌補ADC 器件本身頻率響應及數(shù)字部分布線對不同頻率的幅度衰減，因此不同波段的均衡器需要根據(jù)系統(tǒng)測試情況進行分別調整，以保證ADC采集到的信號在4GHz帶寬內的幅度起伏控制在一定范圍內，才可具備一定的瞬時處理動態(tài)。采用6位ADC時系統(tǒng)瞬時動態(tài)范圍應在15dB左右，而采用3位ADC則系統(tǒng)瞬時動態(tài)范圍較少。

2.2 數(shù)字接收機架構設計

綜合考慮微波放大濾波器的抑制度及奈奎斯特采樣定理，數(shù)字接收機使用4個獨立的超高速ADC按照采樣率為13、11、9.6、13GHz分別對2～6、6～10、10～14、14～18GHz 4個頻段信號進行采樣處理。可以發(fā)現(xiàn)，在沒有變頻情況下，采樣信號分別位于第一、第二、第三、第三奈奎斯特區(qū)。

由于4個獨立通道的信號頻率位于不同奈奎斯特區(qū)，因此信號測頻頻率需進行轉換。對于2～6、6～10、10～14、14～18GHz通道信號而言，對應的射頻頻率分別為：

式中，f 為接收機估計出的中頻頻率，fs為采樣率。

使用Xilinx公司的V7系列FPGA 處理陣列進行數(shù)字信道化處理，形成的脈沖描述字由DSP處理陣列進行并行分選，以獲得全頻段范圍內多達100多個同時到達信號的處理能力，其組成框圖如圖2所示。

圖2 數(shù)字接收機組成框圖

3 瞬時超寬帶接收機數(shù)字信道化算法流程

瞬時超寬帶接收機數(shù)字信道化具體算法仍然沿用傳統(tǒng)數(shù)字信道化接收機的信道化分方式［5］，由于帶寬較大，信道數(shù)遠遠大于傳統(tǒng)數(shù)字信道化接收機，且全頻段內同時到達信號數(shù)量較大，因此，使用現(xiàn)在最新的V7系列FPGA 來完成每個子帶4GHz的寬帶數(shù)字信道化。

3.1 傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理方式

采用Xilinx公司的最新V7 系列FPGA 來完成4GHz帶寬數(shù)字信道化。該設計使用多項濾波器組覆蓋整個頻段，針對有效子信道進行信號有無的粗檢測。如考慮瞬時4GHz內同時到達信號有40個，則需要對40個多信號同時處理，精測模塊對粗檢測有信號的信道進行后續(xù)處理，最終完成對瞬時40個信號進行同時處理并得到脈沖描述字。其處理框圖如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理基本框圖

下面對各模塊功能及簡單參數(shù)設置進行分析：

1）多項濾波器組

對于多項濾波器組，合理的通道數(shù)目設置可有效提高系統(tǒng)的檢測靈敏度，對于本文提到的數(shù)字信道化模型按最高采樣率13GHz、最低脈寬500ns信號檢測要求設計。由于最小脈寬PW＝500ns信號對應的視頻脈寬fv為［6］：

當中頻帶寬為視頻帶寬10倍時，需要的檢測信噪比為10dB；當中頻帶寬增加一倍，需要的檢測信噪比增加1.5dB；而當中頻帶寬小于10倍視頻帶寬時，需要的檢測信噪比不變。因此設計的信道帶寬應小于等于10倍視頻帶寬，即20MHz。設計1024個子信道，信道交疊為4M，此時每個子信道帶寬BW 為：

此時，當前端噪聲系數(shù)為8dB 時，能達到的檢測靈敏度TSS為：

2）子信道信號檢測

信號檢測的門限由虛警概率及檢測概率決定。信道化信號檢測積累時長可定為500ns，噪聲經(jīng)過積累后服從瑞利分布，一般要求虛警概率為10-12，對應的平均虛警時間（一般定義為不產生虛警的概率為p＝0.50時的時間間隔）為：

當整體虛警概率仍為10-12時，由瑞利分布門限計算公式確定信號檢測門限：

式中，m 表示瑞利分布的均值，σ2表示瑞利分布的方差，Pfa為對應的單點虛警概率。均值和方差可由大樣本采樣進行估計，實際工程中可采集一段噪聲數(shù)據(jù)后估計。

3）多信號同時處理與精檢測

在信道化給出粗測的PDW 信息后，可以根據(jù)此PDW 信息對信號進行精測，如頻率精測、到達時間精測等。工程中使用Rife算法對采樣所得中頻實信號進行頻率測量，測頻算法如下：

①對信號做N 點FFT 變換，取模后記為Sfft。

②找出向量Sfft前N／2內的最大值其幅度記為Ym，其位置記為Ind（從0開始），再比較最大值左右一個點的幅度大小，當左邊點的幅值大于右邊點的幅值時，左邊幅值記為Ys，測量頻率為：

式中，fs為采樣率。當右邊點的幅值大于左邊點時，右邊幅值記為Ys，測量頻率為：

同時，可使用Haar小波變換法對到達時間精測，具體算法流程如下：

假設離散信號表示為X（n），n＝1，…，N，其中N為采樣點數(shù)。其離散小波變換表示為：

式中，a為伸縮尺度，Ψ（·）為母小波函數(shù)，定義為：

通過檢測變換后Haar TX（a，n）的突變點，即可得到信號的到達時間。

4）脈沖描述字處理

對于具有精測結果的脈沖描述字，對其進行信道化編碼，以處理同一個信號分布在不同信道的情況。

根據(jù)前期某項目1GHz帶寬數(shù)字信道化模型的資源占用率分析，使用3片XC7V485T 芯片則可實現(xiàn)瞬時4GHz同時處理40個信號的功能。

3.2 信號跟蹤式數(shù)字信道化處理方式

傳統(tǒng)數(shù)字信道化處理方式的多項濾波器需覆蓋整個采樣頻段，有部分資源存在浪費的情況，而且如果需降低子信道的帶寬則其對FPGA 的資源需求更大，對瞬時處理帶寬的提高的適應性偏差。針對此情況，可探索采用信號跟蹤式數(shù)字信道化體制進行處理。

信號跟蹤式數(shù)字信道化采取區(qū)域能量判斷的方法預先判斷在哪個頻率范圍內存在疑似信號，后續(xù)則跟蹤該頻率區(qū)域的信號并進行檢測處理，其處理框圖如圖4所示。

圖4 信號跟蹤式數(shù)字信道化處理基本框圖

區(qū)域存在信號的粗判斷，可采用FFT 等處理方式對一定頻率范圍內是否有信號進行判斷。根據(jù)頻率范圍設定跟蹤濾波器進行有效信號的濾波處理，可以有效地降低數(shù)據(jù)速率、節(jié)約處理資源。如果4GHz內需要同時處理40個信號，則信號跟蹤處理的模塊需要并行的40個。由于框架體系為并行方式，可使用多個FPGA 處理陣列進行同時多信號的處理，實現(xiàn)方式更加靈活。當然，區(qū)域判斷的方法會否造成信號漏警概率的上升，還有待在后續(xù)的實現(xiàn)過程中進行進一步的研究和探索。

4 結束語

超高速ADC 的模擬輸入帶寬達到了18GHz以上，這為超寬帶接收機的工程實現(xiàn)提供了硬件支撐。高速PCB設計、FPGA 處理陣列和數(shù)字信道化體制上適應性修改，使得單路瞬時4GHz處理帶寬甚至更高的數(shù)字信道化的工程應用具備了技術基礎。但超高速ADC的數(shù)據(jù)采樣位數(shù)較低，工程應用的場合將受到一定限制。瞬時超寬帶接收機相比帶寬較窄的數(shù)字接收機和模擬信道化接收機，具有明顯的價格和技術優(yōu)勢，有較為廣闊的應用前景?！?/p>

［1］Tsui J.寬 帶 數(shù) 字 接 收 機［M］.北 京：電 子 工 業(yè) 出 版社，2002.

［2］王永明，張爾揚，王世練，等.基于多級信道化的超寬帶搜索接收機設計與實現(xiàn)［J］.信號處理，2010（1）：121-126.

［3］金壽文，趙敏，蘇子毓.電子戰(zhàn)偵察技術發(fā)展綜述［J］.外軍電子戰(zhàn)，2007（6）：1-9.

［4］Porcino D，Hin W.Ultra-wideband radio technology：potential and challenges ahead［J］.IEEE Communications Magazine，2003（7）：66-74.

［5］Zahirniak DR，Sharpin DL，F(xiàn)ields TW.A hardware efficient，multiare，digital channelized receiver architecture［J］.IEEE Trans.on Aerospace and Electronic Systems，1998，34（1）：137-151.

［6］王鑫，趙春暉，戎建剛，等.一種寬帶數(shù)字信道化接收機的設計［J］.哈爾濱理工大學學報，2006（6）：121-128.

［7］楊靜，呂幼新.高效數(shù)字信道化IFM 接收機的研究［J］.電子科技大學學報，2005，34（1）：444-447.

［8］Tsui JB.Microwave receivers with electronic warfare applications［M］.New York：Sci Tech Publishing Inc.，2005.