李新峰 魏光輝 潘曉東 李 凱 孫肖寧

（軍械工程學院靜電與電磁防護研究所，河北 石家莊050003）

引 言

電子設備所面臨的電磁環(huán)境日益復雜和惡劣［1］，同時微電子技術的發(fā)展導致電子部件及電路的工作頻率不斷提高、工作電壓卻逐漸降低［2］.這些因素均對電子設備的安全性和可靠性構(gòu)成了嚴重威脅［3］.由于信號傳輸、顯示及通風散熱等的需要，電子設備機箱不可避免地開有孔縫，若孔縫中有導線穿過，導線引入的電磁能量將影響內(nèi)部敏感電路的正常工作［4］.因此，有必要對金屬腔體加載貫通導線后的電磁耦合特性開展研究.

文獻［5］采用傳輸線法建立了短貫通導線的電磁耦合等效電路模型，但該方法限定于導線與腔體相連接且腔體為矩形腔體的情形；文獻［6］運用快速多級子算法對貫通導線長度為輻射頻率半波長時腔內(nèi)屏蔽效能進行了研究，其導線末端未連接電路；Syarfa對帶有孔縫及貫通導線的金屬腔體的屏蔽效能進行了研究［7-8］；國內(nèi)有關人員主要采用時域有限差分（Finite Difference Time Domain，F(xiàn)DTD）法對電磁脈沖輻射條件下貫通導線端接電路電流耦合響應進行了數(shù)值建模分析［9-11］.文獻［12］運用瞬態(tài)電磁拓撲理論與Spice軟件的混合方法對貫通導線內(nèi)部電路的電磁脈沖響應開展了研究.分析發(fā)現(xiàn)，國內(nèi)外已有文獻主要是采用數(shù)值計算方法從時域角度對電磁脈沖輻射條件下導體貫通腔體內(nèi)部連接電路響應進行了研究，而關于貫通導線連接電路后腔體內(nèi)部的電磁耦合方面的研究文獻較少.

針對上述問題，采用時域有限積分（Finite Integration Time Domain，F(xiàn)IT）算法建立了金屬腔體含貫通導線及負載時的電磁耦合計算模型，對平面波輻射條件下貫通導線端接電路對金屬腔體內(nèi)部的電磁耦合進行了研究，分析了電路負載、電路連接方式等參數(shù)對腔體內(nèi)部屏蔽效能的影響，提出了基于吉赫橫電磁波傳輸室（Gigaherz Transverse Electromagnetic cell，GTEM室）構(gòu)建實驗平臺的測試方法，對數(shù)值計算結(jié)果進行了實驗驗證.

1 數(shù)值計算模型

在工程實踐中，腔內(nèi)貫通導線端接電路比較復雜，可以為簡單電阻或電容負載電路，也有可能為印制電路板等復雜的集成電路，由于集成電路布局、電路構(gòu)成及芯片等原因的影響分析較為困難，這里僅對常見的電阻或電容負載進行分析.

FIT方法采用變步長矩形結(jié)合三角亞元技術，在計算過程中不需對矩陣求逆，計算所需的時間更少，對內(nèi)存耗費更小.選用基于FIT方法的電磁數(shù)值計算軟件CST建立的計算模型如圖1所示，原點O坐標為（0，0，0），金屬腔體尺寸為40cm×40cm×40cm，壁厚0.2cm，在腔體壁中心位置開有半徑r1為1cm的圓孔，貫通導線總長度P1P3為100 cm，半徑r2為0.1cm，其中金屬腔體外部P1P2長度為80cm，內(nèi)部P2P3長度為20cm，貫通導線終端P3處連接負載阻抗Z，在點A（25，20，20）處放置電場探頭測試其屏蔽效能，入射平面電磁波垂直于貫通導線，電場與貫通導線方向平行，頻率范圍為50～550MHz.

圖1 貫通導線端接電路電磁耦合模型

腔體諧振頻率的計算公式［13］為

式中：a、b、d分別為金屬腔體的長、寬、高；i、j、k為諧振波的模；c為光速.腔體的最低諧振頻率f110＝約為530.3MHz.通過改變貫通導線端接電路的連接方式和負載阻抗等參數(shù)設置分析貫通導線端接電路對金屬腔體耦合的影響.

2 貫通導線端接負載對腔體的影響分析

為系統(tǒng)研究貫通導線端接負載Z對腔體內(nèi)部耦合的影響，在端接電路Z為純電阻及電容兩種條件下，對電路與箱體及地面的連接方式、不同負載等因素進行分析，其中電路與箱體及地面的連接方式分以下四種情況：電路不接箱體且箱體不接地、電路接箱體箱體不接地、電路不接箱體箱體接地、電路接箱體且箱體接地.

2.1 端接負載為純電阻

2.1.1 接地方式影響

為分析負載Z為純電阻時，四種不同連接方式對腔體內(nèi)場的影響，選定負載Z為100Ω.測試點A（25，20，20）處的屏蔽效能曲線如圖2所示.

圖2 負載為100Ω時不同連接方式的屏蔽效能

從圖2曲線可知，在50～550MHz頻率范圍內(nèi)，四種接地方式情形下屏蔽效能最小值分別為-18.71、-10.87、-17.6、-9.76dB.對比分析發(fā)現(xiàn)：當箱體不接地時，電路連接箱體使屏蔽效能最小值增加約8dB，這是由于連接箱體后，貫通導線耦合電流通過箱體向外輻射出電磁能量，導致屏蔽效能增加；箱體接地時，電路連接箱體使貫通導線耦合電流泄放到大地，腔體內(nèi)部場強減弱，屏蔽效能最小值增加；電路不接箱體時，箱體接地導致屏蔽效能最小值增加，這是由于腔體內(nèi)部場是由電磁波通過孔縫進入腔體的入射場、貫通導線引入的輻射場及電磁場作用于開孔腔體的散射場三部分組成，當箱體接地后，腔體表面感應電流進入地面，使內(nèi)部場減弱，屏蔽效能值增加；電路接箱體，箱體接地后使貫通導線耦合電流進入大地，導致屏蔽效能最小值增加.

因此可得，負載為純電阻時，負載連接箱體或箱體接地均能使腔體內(nèi)部屏蔽效能最小值變大，即電磁耦合減弱.從諧振頻率來說，連接箱體使諧振頻率增加且在100MHz以下出現(xiàn)諧振，但是對腔體自身的諧振頻率530.3MHz附近的影響不大，這是由于接地線和腔體參與了貫通導線的諧振引起的.

2.1.2 不同電阻值影響

為分析負載阻值對腔體內(nèi)部場影響，在負載連接箱體箱體接地條件下，選定負載Z分別為50、100、200、400、800、106Ω.測試點A（25，20，20）處的屏蔽效能曲線如圖3所示.

圖3 不同電阻時的屏蔽效能

從圖3中可以看出，隨著端接電阻值的增加，屏蔽效能最小值先增大，這是因為在貫通導線耦合電流不變情況下，電阻值增大，導致電阻消耗能量增加，使屏蔽效能增加，而后隨著端接電阻值的增加，屏蔽效能最小值減小，當電阻值增大到106Ω時，屏蔽效能值最小，由傳輸線反射系數(shù)Γ＝Zl-Z0／Zl＋Z0，其中Z0為傳輸線特性阻抗，Zl為負載阻抗，當Zl即電阻Z值為106Ω時，反射系數(shù)約等于1，此時出現(xiàn)駐波狀態(tài).

2.2 端接負載為容性阻抗

2.2.1 接地方式影響

為分析負載為容性阻抗時，不同連接方式對腔體內(nèi)場的影響，選定負載Z為100Ω，電容為1.3 pF.測試點A處的屏蔽效能曲線如圖4所示.

圖4 負載為100Ω和電容1.3pF時不同連接方式的屏蔽效能

采用與2.1.1相同的分析方法發(fā)現(xiàn)：當箱體不接地時，由于電路連接箱體后使屏蔽效能最小值增加約0.51dB；箱體接地，電路連接箱體后，貫通導線耦合電流泄放到大地，屏蔽效能最小值增加；電路不接箱體，箱體接地使表面感應電流進入地面，屏蔽效能最小值增加；電路接箱體，金屬腔體接地后導致屏蔽效能最小值增加.因此可以得到，電路連接箱體或接地箱體均均能使內(nèi)部屏蔽效能最小值增加.同樣，由于連接箱體后，接地線和箱體參與了貫通導線的諧振使諧振頻率改變.

2.2.2 不同電容值影響

在端接電路接箱體且箱體接地條件下，電阻值為100Ω，分別選擇0.13、1.3、13pF三個不同電容，結(jié)果如圖5所示.

圖5 端接不同電容的屏蔽效能

對比分析圖5中三個不同電容值條件下的屏蔽效能曲線發(fā)現(xiàn)：在370MHz頻率以上，三者曲線變化不大，這是因為此時三個電容均呈現(xiàn)短路特性所造成的；隨著電容值的增大，屏蔽效能最小值增大，這是因為電容值增大，負載消耗能量隨之增加.

2.3 純電阻與電阻加電容對比分析

選定純電阻Z為100Ω，加電容值為1.3pF，分別在貫通導線端接電路不接箱體箱體不接地及電路接箱體箱體接地兩種條件下，分析其屏蔽效能變化，結(jié)果如圖6、7所示.

圖6 端接電路不接箱體箱體不接地時電容影響

圖6中，對比分析兩條曲線可以發(fā)現(xiàn)：100Ω純電阻負載與100Ω加1.3pF在325MHz頻率以下，兩者的屏蔽效能曲線基本一致，這是由在低頻條件下電容呈現(xiàn)開路特性所造成的；當頻率高于325 MHz時，電容耗能增加，導致貫通導線耦合能量降低，屏蔽效能隨之增加.

圖7 端接電路接箱體箱體接地時電容影響

從圖7可以看出，在貫通導線端接電路接箱體箱體接地條件下，當頻率在325MHz以下時，純電阻與電阻加電容兩種情況下測試點屏蔽效能曲線兩者相差較大，且后者的屏蔽效能最小值遠大于前者，這是由于電容在低頻條件下呈現(xiàn)開路特性，導致貫通導線上電流無法泄放進入地面，腔內(nèi)場強較強；反之，當頻率在325MHz以上時，純電阻與電阻加電容兩種情況下測試點屏蔽效能曲線變化不大，這是由于在325MHz以上，電容呈現(xiàn)短路特性所造成的.

3 實驗驗證

3.1 實驗系統(tǒng)構(gòu)建及測試方法

采用與圖1中相同規(guī)格的金屬腔體及貫通導線.實驗系統(tǒng)如圖8所示，包括GTEM室，工作頻率范圍可從直流至數(shù)吉赫茲以上；SML-01型信號發(fā)生 器，頻 率 范 圍 為9.1kHz～1.1GHz；AR50WD1000功率放大器，工作頻率DC～1 000 MHz，最大輸出功率50W；ETS全向場強測試天線及上海華湘公司生產(chǎn)的射頻負載.SML-01型信號發(fā)生器產(chǎn)生所需的連續(xù)波信號，經(jīng)AR50WD1000功放進行放大后連接GTEM室輸入端在GTEM室內(nèi)產(chǎn)生近似TEM波，場強測試儀放置于室內(nèi)場均勻區(qū)通過光纖連接到GTEM室外的計算機上讀取實驗數(shù)據(jù).

在測試過程中，頻率范圍選定為50～550 MHz，步長為5MHz.實驗主要分為以下三個步驟：首先對實驗系統(tǒng)進行校準，測量不加屏蔽箱體、貫通導線及端接電路情況下測試點A場強E0；而后保持設置不變，測量加載金屬箱體后同一點處場強E1即可得到金屬腔體自身的屏蔽效能ES＝-20 lg（E1／E0）［14］；最后，保持信號源輸出設置不變，加入金屬箱體、貫通導線和端接電路，改變端接電路阻值及電路連接方式，測試同一位置場強值E2，通過屏蔽效能公式E′S＝-20lg（E2／E0）對實驗數(shù)據(jù)進行處理.

圖8 實驗配置圖

3.2 金屬腔體本身屏蔽效能測試

為研究貫通導線端接電路的影響，首先需要對金屬腔體自身的屏蔽效能進行分析，實驗結(jié)果如圖9所示.

圖9 腔體屏蔽效果

由圖9可知，測試點處腔體屏蔽效能值約為40 dB，這是由于在50～550MHz頻率范圍內(nèi)，腔體開孔尺寸遠小于入射電磁波的波長，導致腔體自身屏蔽效果較好.

3.3 數(shù)值計算結(jié)果實驗驗證

為驗證數(shù)值計算結(jié)果的準確性，在貫通導線端接純電阻及端接電阻加電容兩種情況下，分別選取兩種不同連接方式進行實驗驗證，即貫通導線端接100Ω電阻不接箱體箱體不接地、貫通導線端接100 Ω電阻接箱體箱體接地、貫通導線端接100Ω電阻和1.3pF電容不接箱體箱體不接地、貫通導線端接100Ω電阻和1.3pF電容接箱體箱體接地四種情況.實驗與數(shù)值計算結(jié)果如圖10（a）～（d）所示.

圖10 貫通導線端接負載實驗與數(shù)值計算結(jié)果

對比分析圖9與圖10中的實驗結(jié)果，可以得到屏蔽效能約為40dB金屬腔體中加入貫通導線及負載后，貫通導線端接100Ω電阻不接箱體箱體不接地、電阻接箱體箱體接地、貫通導線端接100Ω電阻和1.3pF電容不接箱體箱體不接地、電容接箱體箱體接地四種情況下，屏蔽效能最小值分別為-20、-9、-19、-15dB，可見加入貫通導線及負載后，腔體的屏蔽效能明顯下降，因此貫通導線及端接電路引入的電磁干擾不容忽視，同時也表明本文所用金屬腔體自身屏蔽性能對實驗結(jié)果影響不大.

通過分析圖10發(fā)現(xiàn)：數(shù)值計算結(jié)果曲線較為平滑，而實驗曲線含有毛刺，這是由于：1）數(shù)值計算中所采用的腔體材料為PEC，即理想金屬材料，而實驗所采用的是鐵箱體；2）GTEM室中產(chǎn)生的為近似平面波場，而數(shù)值計算中所采用的為理想的平面波輻射情形；3）實驗測試過程中不可避免地存在測試誤差及噪聲，比如實驗中采用的探頭放置位置的準確性不如數(shù)值計算中放置的準確，這些數(shù)值計算參數(shù)與實驗參數(shù)的些許不同均對實驗結(jié)果有一定影響，因此實驗和結(jié)果之間存在一定誤差是正常的.數(shù)值計算結(jié)果和實驗結(jié)果在諧振頻點處存在一定程度偏差，這是由于實驗中所選定的頻率變化步長為5 MHz，而數(shù)值計算中則不存在這樣的問題.總體來看，實驗結(jié)果和數(shù)值計算結(jié)果一致性較好.

4 結(jié) 論

采用數(shù)值計算與實驗相結(jié)合的方法分析了導線貫通金屬腔體腔內(nèi)端接負載對腔體電磁耦合的影響，結(jié)果表明：屏蔽效果較好的金屬腔體加載貫通導線及負載后，腔體內(nèi)部電磁耦合明顯增強；腔內(nèi)貫通導線端接負載為純電阻或容性阻抗時，負載接腔體或腔體接地能有效降低腔內(nèi)的電磁耦合，且電阻值及電容值大小改變能夠顯著影響腔體的耦合效應.電阻及加載電容后發(fā)現(xiàn)：負載開路且腔體不接地時，腔體的低頻電磁耦合效果基本不變，而負載短路且腔體接地時，端接電路變化對腔內(nèi)高頻耦合影響不大.負載連接腔體對腔內(nèi)電磁耦合的諧振頻率有一定影響.研究結(jié)果對提高設備的電磁兼容性能具有一定的理論研究意義和實踐指導意義.

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