米 彥 張晏源，2 儲(chǔ)貽道 姚陳果 李成祥

(1.輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(重慶大學(xué)) 重慶 400044 2.國(guó)網(wǎng)重慶市電力公司長(zhǎng)壽供電分公司 重慶 401220)

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基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的高壓納秒脈沖發(fā)生器

米 彥1張晏源1，2儲(chǔ)貽道1姚陳果1李成祥1

(1.輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(重慶大學(xué)) 重慶 400044 2.國(guó)網(wǎng)重慶市電力公司長(zhǎng)壽供電分公司 重慶 401220)

為制作生物醫(yī)學(xué)用小型化、緊湊型ns脈沖發(fā)生器，結(jié)合非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線和固態(tài)開(kāi)關(guān)技術(shù)，研制了一臺(tái)基于非平衡Blumlein型傳輸線的全固態(tài)高壓納秒脈沖發(fā)生器。通過(guò)波傳播過(guò)程分析非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線方波形成原理；介紹了相關(guān)固態(tài)開(kāi)關(guān)的控制時(shí)序及其“截波” 策略，以此實(shí)現(xiàn)50～100 ns的方波脈沖脈寬可調(diào)；闡釋了非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統(tǒng)的負(fù)載阻抗可變的相關(guān)原理；并研制了一臺(tái)小型納秒脈沖發(fā)生器以進(jìn)行相關(guān)性能測(cè)試。最終，在50 Ω負(fù)載下的納秒脈沖電壓參數(shù)：幅值0～2 kV可調(diào)、脈寬50～100 ns可調(diào)、重復(fù)頻率0～1 kHz可調(diào)，上升時(shí)間約20 ns；此外，測(cè)試了500 Ω負(fù)載下輸出的納秒脈沖電壓幅值約為充電電壓的2倍。

納秒脈沖發(fā)生器 非平衡Blumlein型傳輸線 多層微帶傳輸線 固態(tài)開(kāi)關(guān)

0 引言

脈沖電場(chǎng)對(duì)細(xì)胞結(jié)構(gòu)和功能的影響以及對(duì)生物體的治療作用逐漸成為生物電磁技術(shù)領(lǐng)域的研究熱點(diǎn)。目前，納秒脈沖電場(chǎng)以其獨(dú)特的細(xì)胞內(nèi)電處理效應(yīng)及其誘導(dǎo)凋亡的重要特征引起人們極大的關(guān)注[1-5]。因此，研制產(chǎn)生生物醫(yī)學(xué)用納秒脈沖電場(chǎng)的高壓納秒脈沖發(fā)生器顯得尤為重要。

國(guó)內(nèi)外研究者提出了許多納秒脈沖發(fā)生器制作方法，其原理主要分為基于電容放電和傳輸線理論[6]兩種，其中基于傳輸線理論的納秒脈沖發(fā)生器通過(guò)傳輸線中的波過(guò)程在匹配負(fù)載上產(chǎn)生方波脈沖，原理簡(jiǎn)單、易于操作，因而成為生物醫(yī)學(xué)用高壓納秒脈沖發(fā)生器主要采用形式之一。比如：美國(guó)加州大學(xué)的M.Behrend等[7]以火花間隙為開(kāi)關(guān)，研制出兩種基于傳輸線理論的納秒脈沖發(fā)生器。一種采用4根50 Ω的同軸電纜并聯(lián)組成波阻抗為12 Ω的傳輸線，結(jié)合火花間隙開(kāi)關(guān)組成基于單傳輸線理論(輸出方波幅值為充電電壓的1/2)的納秒脈沖發(fā)生器，在12 Ω匹配負(fù)載上輸出方波脈沖幅值1～4 kV可調(diào)，脈寬由同軸線長(zhǎng)度決定。另一種納秒脈沖發(fā)生器則采用水(相對(duì)介電常數(shù)εr=81)和乙二醇(εr=37)的混合物作為帶狀Blumlein傳輸線(輸出方波幅值等于充電電壓)介質(zhì)，與火花間隙開(kāi)關(guān)組成Blumlein型傳輸線納秒脈沖發(fā)生器，在10 Ω匹配負(fù)載上輸出方波幅值可達(dá)10 kV，通過(guò)改變介質(zhì)的電導(dǎo)率改變波傳播速度，從而調(diào)節(jié)脈沖寬度。J.F.Kolb等[8]以兩層0.5 mm厚的特富龍作為介質(zhì)制成阻抗為10 Ω的Blumlein形成線，與1 mm間距并充有SF6壓縮氣體的火花間隙開(kāi)關(guān)組成納秒脈沖發(fā)生器，對(duì)電極池中大量細(xì)胞進(jìn)行處理，通過(guò)改變SF6氣壓調(diào)節(jié)開(kāi)關(guān)的擊穿電壓，從而調(diào)節(jié)負(fù)載電極池兩端脈沖幅值，該脈沖發(fā)生器可產(chǎn)生最大幅值40 kV、脈寬10 ns、上升時(shí)間1 ns的負(fù)極性方波脈沖。上述基于傳統(tǒng)脈沖形成線形式的納秒脈沖發(fā)生器采用火花間隙開(kāi)關(guān)作為系統(tǒng)主開(kāi)關(guān)，導(dǎo)致系統(tǒng)重復(fù)頻率普遍較低、分散性大、不利于精確控制；此外，采用同軸線(或自制脈沖線)導(dǎo)致脈沖寬度需要改變同軸線長(zhǎng)度(或介質(zhì)電導(dǎo)率)方式，則存在系統(tǒng)體積龐大、操作較為繁瑣問(wèn)題，不利于系統(tǒng)的小型化和緊湊型需求。

為適應(yīng)生物醫(yī)學(xué)實(shí)驗(yàn)中對(duì)納秒脈沖發(fā)生器小型化、緊湊型要求，需要引入更為合理且實(shí)用的脈沖線形式。近來(lái)，通信行業(yè)中常用的微帶傳輸線[9]被引入脈沖功率技術(shù)，許多研究者對(duì)其在生物醫(yī)學(xué)中的應(yīng)用進(jìn)行了研究。如：S.Romeo等[10]設(shè)計(jì)的Blumlein型微帶傳輸線結(jié)構(gòu)輸出脈沖幅值達(dá)到1 kV，分別研制了10 Ω匹配電轉(zhuǎn)杯負(fù)載專用10 ns脈寬、50 Ω匹配電轉(zhuǎn)杯負(fù)載專用20 ns脈寬、133 Ω匹配電轉(zhuǎn)杯負(fù)載專用60 ns脈寬的一系列納秒脈沖發(fā)生器，可用于生物醫(yī)學(xué)應(yīng)用。該裝置實(shí)現(xiàn)了納秒脈沖發(fā)生器緊湊型、便攜式設(shè)計(jì)，雖然使用了HTS高性能開(kāi)關(guān)，但其輸出波形與傳統(tǒng)納秒脈沖發(fā)生器相比并不理想。此外，其輸出納秒脈沖幅值較低，難以滿足生物醫(yī)療中對(duì)于高幅值脈沖輸出的要求。C.Merla[11]等利用微帶傳輸線技術(shù)及光導(dǎo)開(kāi)關(guān)研制了納秒脈沖發(fā)生器，采用全波時(shí)域有限差分(FDTD)方法和電路模型仿真對(duì)構(gòu)建的發(fā)生器模型進(jìn)行了評(píng)估，在匹配負(fù)載上輸出脈沖幅值達(dá)到2.25 kV(正極性)和±2.25 kV(雙極性)，可用于生物醫(yī)學(xué)領(lǐng)域相關(guān)試驗(yàn)，其缺點(diǎn)是光導(dǎo)開(kāi)關(guān)價(jià)格昂貴、使用壽命短且觸發(fā)較為復(fù)雜。米彥等[12]基于微帶傳輸線和固態(tài)開(kāi)關(guān)串聯(lián)技術(shù)研制的高壓納秒發(fā)生器對(duì)電極間距為1 mm的10 Ω匹配電轉(zhuǎn)杯輸出方波脈沖參數(shù)：脈沖幅值0～2 kV，脈寬100 ns，重復(fù)頻率0～1 kHz?？偨Y(jié)上述微帶傳輸線型納秒脈沖發(fā)生器研究現(xiàn)狀可知，并未完全利用微帶傳輸線的PCB板結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)，進(jìn)一步利用多層PCB板層疊構(gòu)造能夠產(chǎn)生更寬納秒脈寬的微帶傳輸線且盡量減少微帶傳輸線面積；此外，微帶傳輸線型納秒脈沖發(fā)生器與傳統(tǒng)脈沖形成線系統(tǒng)相似，仍需微帶傳輸線阻抗與負(fù)載阻抗匹配，因此，對(duì)于生物細(xì)胞試驗(yàn)中電轉(zhuǎn)杯[10]10 Ω、20 Ω、50 Ω、133 Ω阻抗以及動(dòng)物組織試驗(yàn)中上百歐姆阻抗而言，則需要各自匹配一套微帶傳輸線系統(tǒng)，加大了工作量以及經(jīng)濟(jì)成本，在一定程度上影響了基于傳輸線理論的納秒脈沖發(fā)生器在生物醫(yī)學(xué)領(lǐng)域的應(yīng)用。

本文作者結(jié)合非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線和固態(tài)開(kāi)關(guān)技術(shù)，研制了基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的納秒脈沖發(fā)生器。利用4層PCB微帶傳輸線結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)較小面積下的微帶傳輸線設(shè)計(jì)，因此結(jié)構(gòu)緊湊、占用體積小。該發(fā)生器輸出納秒脈沖的幅值、脈寬、重復(fù)頻率、負(fù)載阻抗在一定范圍內(nèi)可調(diào)。滿足生物醫(yī)學(xué)試驗(yàn)中對(duì)于系統(tǒng)小型化、緊湊型要求的同時(shí)，多個(gè)參數(shù)可調(diào)，極大擴(kuò)展了基于傳輸線理論的納秒脈沖發(fā)生器在生物醫(yī)學(xué)領(lǐng)域的應(yīng)用范圍。

1 基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態(tài)納秒脈沖發(fā)生器原理

1.1 系統(tǒng)原理框圖

定義1：傳統(tǒng)的Blumlein型傳輸線要求兩根傳輸線的特性阻抗完全相同(即Z1=Z2)；本文中微帶傳輸線MSL-1(特性阻抗Z1=30 Ω)和MSL-2(特性阻抗Z2=20 Ω)阻抗并不相同，即Z1≠Z2，因此，本文稱之為非平衡Blumlein型微帶傳輸線。

基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的納秒脈沖發(fā)生器系統(tǒng)框圖如圖1所示。圖中DC為高壓直流電源；R1為限流電阻；微帶傳輸線MSL-1(特性阻抗Z1=30 Ω)和MSL-2(特性阻抗Z2=20 Ω)構(gòu)成非平衡Blumlein型微帶傳輸線(即Z1≠Z2)；R2為負(fù)載電阻(此處以50 Ω為例，實(shí)際其范圍為幾十～幾百歐姆可變，后續(xù)將說(shuō)明)；S1和S2為N溝道增強(qiáng)型MOSFET串聯(lián)組，由控制電路產(chǎn)生的方波脈沖信號(hào)控制其開(kāi)通/關(guān)斷。

圖1 基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的納秒脈沖發(fā)生器系統(tǒng)框圖Fig.1 System diagram of nanosecond pulse generator based on unbalanced Blumlein type multilayered microstrip line

1.2 非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統(tǒng)方波產(chǎn)生原理

與傳統(tǒng)的Blumlein型多層傳輸線系統(tǒng)中傳輸線特性阻抗Z1=Z2不同，本文所述的非平衡Blumlein型微帶傳輸線系統(tǒng)中Z1>Z2，其優(yōu)點(diǎn)是：①利用微帶傳輸線阻抗可以調(diào)整的特點(diǎn)，而普通同軸線阻抗一般為50 Ω、75 Ω或100 Ω，如果特制某種特性阻抗(如30 Ω 和20 Ω)的同軸線其造價(jià)將會(huì)非常昂貴；②如圖1所示電氣接線圖中Z1>Z2情況下，當(dāng)開(kāi)關(guān)S1閉合瞬間，將會(huì)產(chǎn)生入射電壓波U入1=-U0向MSL-1右端傳播，以保證左端電壓為零，并伴隨著入射電流波

i入1=-U0/Z1

(1)

式中，U0為直流電源充電電壓；Z1為微帶傳輸線MSL-1特性阻抗。

由式(1)可知，充電電壓U0一定的情況下，Z1越大則流過(guò)開(kāi)關(guān)S1的脈沖電流i入1越小。如4 kV直流充電電壓情況下，非平衡與平衡時(shí)的脈沖電流i入1為

i入1=4 kV/30 Ω=133.3 A<4 kV/25 Ω=160 A

(2)

由式(2)可知，Z1>Z2的情況下有助于減小開(kāi)關(guān)S1開(kāi)通過(guò)程中所流過(guò)的脈沖電流值，即在較高直流充電電壓情況下減少M(fèi)OSFET并聯(lián)數(shù)目，以更簡(jiǎn)單、經(jīng)濟(jì)的方式獲取脈沖方波輸出。

1.2.1 非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統(tǒng)波過(guò)程分析

平衡型Blumlein型傳輸線情況下，一般只需一個(gè)開(kāi)關(guān)S1(即不需要圖1中虛線所示的開(kāi)關(guān)S2)即可實(shí)現(xiàn)負(fù)載R2兩端輸出方波脈沖。這里先假設(shè)只使用單個(gè)開(kāi)關(guān)S1(即S2將一直處于關(guān)斷狀態(tài))來(lái)分析非平衡Blumlein型微帶傳輸線(R2=Z1+Z2=50 Ω)系統(tǒng)中MSL-1和MSL-2的電壓波傳播過(guò)程。具體分析如圖1所示(S1導(dǎo)通時(shí)刻計(jì)為0時(shí)刻)。

圖2 非平衡Blumlein型微帶傳輸線系統(tǒng)波過(guò)程分析Fig.2 Wave propagation analysis of unbalanced Blumlein type multilayered microstrip line

1)t=0時(shí)，非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線系統(tǒng)中MSL-1和MSL-2的分布電容均已充滿電荷，即各自導(dǎo)體帶相對(duì)于接地銅板的電勢(shì)為U0，此時(shí)開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通。

2)0

3)τ

4)2τ

5)3τ

圖3 R2= Z1+Z2情況下，R2兩端電壓波形Fig.3 Voltage waveform of R2，under the condition that R2=Z1+Z2

1.2.2 非平衡Blumlein型微帶傳輸線情況下的“截波”策略

最終非平衡Blumlein型微帶傳輸線(R2=Z1+Z2=30+20=50 Ω)情況下，僅使用單個(gè)開(kāi)關(guān)S1時(shí)負(fù)載R2兩端電壓波形如圖3所示?？梢钥吹?，主脈沖過(guò)后還有部分尾脈沖，這是需要消除的部分?？紤]引入圖1中所示的開(kāi)關(guān)S2在主脈沖結(jié)束時(shí)刻(即圖3中3τ時(shí)刻)導(dǎo)通，從而將負(fù)載R2短路，原R2主脈沖結(jié)束后的尾脈沖將不會(huì)經(jīng)過(guò)R2，最終R2兩端輸出方波脈沖而不會(huì)出現(xiàn)尾脈沖。進(jìn)一步，當(dāng)開(kāi)關(guān)S2在主脈沖峰值持續(xù)時(shí)段τ～2τ內(nèi)導(dǎo)通將會(huì)形成不同脈寬的方波脈沖，即通過(guò)“截波”改變方波脈沖寬度。

此外，由于引入開(kāi)關(guān)S2對(duì)與其并聯(lián)的負(fù)載R2進(jìn)行短路“截波”處理，因此系統(tǒng)對(duì)R2阻值大小已不再敏感，如果引入的負(fù)載R2?Z1+Z2，則R2兩端電壓波形峰值將會(huì)達(dá)到充電電壓U0的2倍，其相關(guān)波形[13，14]及“截波”策略如圖4所示，其中k=(R2-Z1-Z2)/(R2+Z1+Z2)。圖4中虛線為方波脈沖下降沿，其可隨Δt變小而向左移動(dòng)，從而在一定范圍內(nèi)減小方波脈沖脈寬；也可隨Δt變大而在一定范圍內(nèi)擴(kuò)展方波脈沖脈寬，即實(shí)現(xiàn)Blumlein型傳輸線的負(fù)載阻抗可調(diào)、脈寬可調(diào)，極大地?cái)U(kuò)展了其使用范圍。

圖4 R2?Z1+Z2情況下，R2兩端電壓波形Fig.4 Voltage waveform of R2，under the condition that R2?Z1+ Z2

1.2.3 固態(tài)開(kāi)關(guān)S1、S2控制時(shí)序

為實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)S1、S2的協(xié)同作用，固態(tài)開(kāi)關(guān)S1、S2控制時(shí)序如圖5所示。以開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通時(shí)刻計(jì)為0時(shí)刻，S2于τ+Δt時(shí)刻導(dǎo)通(τ為電磁波從MSL-1(或者M(jìn)SL-2)左端傳至右端所需時(shí)間，Δt為所需方波脈沖寬度)，控制Δt即可實(shí)現(xiàn)一定范圍內(nèi)改變非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的負(fù)載R2兩端方波脈沖寬度。其主要原理為通過(guò)開(kāi)關(guān)S1在負(fù)載R2兩端形成類方波(R2=Z1+Z2情況下的“階梯波”以及R2?Z1+Z2情況下的“凹凸波”)，然后延時(shí)τ+Δt時(shí)間后導(dǎo)通與負(fù)載R2并聯(lián)的開(kāi)關(guān)S2實(shí)現(xiàn)對(duì)R2短路“截波”。這樣，可隨著Δt變小在一定范圍內(nèi)減小方波脈沖脈寬，也可隨著Δt變大而在一定范圍內(nèi)擴(kuò)展方波脈沖脈寬。

圖5 開(kāi)關(guān)控制時(shí)序及負(fù)載波形Fig.5 Timing consequence of swatches and waveform of R2

1.3 非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線要求及固態(tài)開(kāi)關(guān)性能要求

本文涉及的非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線相較于傳統(tǒng)的脈沖傳輸線其優(yōu)勢(shì)在于：①借鑒多層電路板方式，采用4層結(jié)構(gòu)使非平衡Blumlein型微帶傳輸線PCB結(jié)構(gòu)面積更小、系統(tǒng)便捷性增強(qiáng)；②相對(duì)于同軸線阻抗50 Ω、75 Ω或100 Ω等固定值不同，微帶傳輸線阻抗Z0可在幾歐姆到上百歐姆之間連續(xù)變化，因此對(duì)不同負(fù)載阻抗的調(diào)節(jié)性強(qiáng)；③微帶傳輸線為4層PCB結(jié)構(gòu)，制作成本低，經(jīng)濟(jì)性好。此外，應(yīng)合理設(shè)計(jì)以保證非平衡Blumlein型4層PCB板電場(chǎng)分布均勻，避免出現(xiàn)局部電場(chǎng)畸變引起沿面閃絡(luò)等情況。

而對(duì)于100 ns脈寬以至更短脈寬而言，其上升時(shí)間需控制在20～30 ns以保證其波形為方波。為此，固態(tài)開(kāi)關(guān)的選取相當(dāng)重要，應(yīng)選擇上升時(shí)間小于20 ns，且耐受電壓較高、通流能力較強(qiáng)的的固態(tài)開(kāi)關(guān)器件。

2 基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態(tài)納秒脈沖發(fā)生器的實(shí)現(xiàn)

前述章節(jié)介紹了基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態(tài)納秒脈沖發(fā)生器相關(guān)原理，本節(jié)將詳細(xì)分析系統(tǒng)各部分的設(shè)計(jì)方法及器件選型等。

2.1 高壓直流電源

為滿足實(shí)際需求，選用天津東文高壓電源廠生產(chǎn)的DW-P402-60ACCD高壓直流電源，該電源輸出直流電壓0～4 kV，輸出電流0～60 mA，最大輸出功率240 W，具有短路、過(guò)載保護(hù)功能。

2.2 微帶傳輸線設(shè)計(jì)

微帶傳輸線結(jié)構(gòu)及其主要尺寸如圖6所示。微帶傳輸線是一種典型的平面?zhèn)鬏斁€，由導(dǎo)帶、介質(zhì)基片、接地板組成，在0～4 GHz頻率范圍內(nèi)其傳輸模式可看作準(zhǔn)靜態(tài)TEM模式[15]。

圖6 微帶傳輸線的結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Structure of microstrip line

微帶傳輸線設(shè)計(jì)中，有兩個(gè)參數(shù)極其重要：①特性阻抗Z0；②電長(zhǎng)度(即電磁波在微帶傳輸線中傳播所需時(shí)間)τ/2，其中τ為Blumlein型微帶傳輸線所形成方波的脈寬。

微帶傳輸線特性阻抗近似求解公式[9](在0.05

(3)

其中，等效介電常數(shù)

(4)

式中，w為微帶傳輸線導(dǎo)體帶寬度，mm；h為介質(zhì)基板厚度；εr為介質(zhì)基板相對(duì)介電常數(shù)。

式(3)、式(4)給出了已知微帶傳輸線的物理尺寸，可求得其特性阻抗Z0。但一般需要得到特性阻抗Z0的微帶傳輸線，因此需根據(jù)Z0求得微帶傳輸線物理尺寸w/h，其計(jì)算公式為

(5)

其中

(6)

(7)

(8)

此外，微帶傳輸線相速度

(9)

則可得微帶傳輸線導(dǎo)體帶長(zhǎng)度L為

(10)

式中，c為光速，為3×108m/s；Z0為微帶傳輸線特性阻抗，Ω；τ/2為電磁波通過(guò)單根微帶傳輸線所需時(shí)間，s；L為微帶傳輸線導(dǎo)體帶長(zhǎng)度，m。

由前述章節(jié)可知，圖1中微帶傳輸線MSL-1和MSL-2特性阻抗分別為：Z1=30 Ω，Z2=20 Ω。選定阻抗板生產(chǎn)廠家常用的FR4作為介質(zhì)基板材料(相對(duì)介電常數(shù)εr=4.4)，另外選定介質(zhì)芯板厚度h=1.06 mm；最后根據(jù)式(5)～式(10)可得微帶傳輸線MSL-1和MSL-2導(dǎo)體帶寬度w。各尺寸如表1所示。

表1 微帶傳輸線參數(shù)表Tab.1 Parameters of microstrip transmission line

由表1可知微帶傳輸線導(dǎo)體帶長(zhǎng)度L1=7.87 m、L2=7.69 m，為在盡量小的面積內(nèi)制作非平衡Blumlein型微帶傳輸線，采取如下措施：①借鑒多層PCB電路結(jié)構(gòu)，采用4層板結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)對(duì)稱化的多層微帶傳輸線，頂層和底層為導(dǎo)體帶所在層，且各自導(dǎo)體帶長(zhǎng)度均為L(zhǎng)1/2(或L2/2)，然后，采用過(guò)孔將頂、底層串接起來(lái)；則導(dǎo)體帶長(zhǎng)度將達(dá)到L1(或L2)，此外，第2、3層為銅板，也采用過(guò)孔連接形成接地層；即相當(dāng)于將兩根微帶傳輸線串接起來(lái)，形成空間上的層疊結(jié)構(gòu)，如圖7所示。②蜿蜒或曲線布置頂層、底層的銅導(dǎo)帶，以在最小的面積內(nèi)容納更多的導(dǎo)體帶，如圖8所示。

圖7 4層板結(jié)構(gòu)微帶傳輸線示意圖Fig.7 Schematic diagram of four layer structure of microstrip transmission line

圖8 4層PCB結(jié)構(gòu)非平衡Blumlein型微帶傳輸線俯視圖Fig.8 Top view of the unbalanced microstrip transmission line made from 4 layers PCB

圖8為4層結(jié)構(gòu)的非平衡Blumlein型微帶傳輸線俯視圖(仰視圖與俯視圖平面相同)。以中間無(wú)導(dǎo)體帶區(qū)域?yàn)榻?，左、右兩?cè)分別為30 Ω、20 Ω阻抗微帶傳輸線，構(gòu)成非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線；另外周?chē)囊蝗^(guò)孔將圖7所示的第2、3層接地銅板連接起來(lái)，形成共同接地層。由圖8可知，頂層和底層內(nèi)布置的銅導(dǎo)帶之間有一定間距，主要用于防止PCB銅導(dǎo)帶間電場(chǎng)強(qiáng)度畸變而導(dǎo)致的沿面放電。本文選定頂層和底層銅導(dǎo)帶之間的間距為d左=10 mm，d右=15 mm。最終，結(jié)合銅導(dǎo)帶之間的間距d與傳輸線導(dǎo)體帶長(zhǎng)度L1=7.87 m、L2=7.69 m制作得到的非平衡Blumlein型4層微帶傳輸線尺寸為400 mm×400 mm×2.6 mm。

2.3 固態(tài)開(kāi)關(guān)設(shè)計(jì)

為獲得納秒級(jí)脈寬的方波脈沖，開(kāi)關(guān)是其關(guān)鍵環(huán)節(jié)。圖9為控制電路、驅(qū)動(dòng)電路、固態(tài)開(kāi)關(guān)間流程圖。大體流程為：首先由控制電路產(chǎn)生TTL控制信號(hào)，通過(guò)光纖(隔離控制電路與驅(qū)動(dòng)電路，避免驅(qū)動(dòng)電路的高壓侵入低壓控制電路)傳輸?shù)津?qū)動(dòng)電路，然后由驅(qū)動(dòng)電路的光纖接收器將光信號(hào)轉(zhuǎn)換為電信號(hào)控制驅(qū)動(dòng)電路的輸出，使得驅(qū)動(dòng)電路輸出與控制信號(hào)時(shí)序相同的幅值為+15 V的驅(qū)動(dòng)電壓，以控制固態(tài)開(kāi)關(guān)的開(kāi)通/關(guān)斷。

圖9 固態(tài)開(kāi)關(guān)控制路流程圖
Fig.9 Control flowchart of Solid-state switch

2.3.1 固態(tài)開(kāi)關(guān)參數(shù)選擇

傳統(tǒng)的氣體開(kāi)關(guān)體積大、可靠性低、重復(fù)頻率低、開(kāi)斷時(shí)具有分散性等缺點(diǎn)[16]；相比于傳統(tǒng)的氣體火花開(kāi)關(guān)，固態(tài)開(kāi)關(guān)具有體積小、壽命長(zhǎng)、重復(fù)頻率高、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)[17，18]。綜合考慮，選用IXYS公司生產(chǎn)的DE475-102N21A型MOSFET，其技術(shù)參數(shù)如表2所示。

表2 DE475-102N21A技術(shù)參數(shù)表Tab.2 Parameters of DE475-102N21A

結(jié)合本文所述的最高2 kV的方波脈沖電壓，故共需兩級(jí)MOSFET串聯(lián)，以實(shí)現(xiàn)2 kV幅值的方波脈沖輸出。

2.3.2 觸發(fā)控制電路

觸發(fā)控制電路主要由AFG3000C型信號(hào)發(fā)生器(Tektronix公司)、光纖驅(qū)動(dòng)器DS75451、光纖發(fā)射器HFBR1522組成。電路控制流程為：信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的TTL方波脈沖控制信號(hào)接入光纖驅(qū)動(dòng)器DS75451，控制光纖驅(qū)動(dòng)器DS75451輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)使光纖發(fā)射器(HFBR1522)根據(jù)控制信號(hào)實(shí)現(xiàn)電/光轉(zhuǎn)換，最終將控制電路的電信號(hào)轉(zhuǎn)換為光信號(hào)傳輸至后續(xù)電路的光纖接收器(HFBR2412)，即采用光耦隔離驅(qū)動(dòng)控制固態(tài)開(kāi)關(guān)的開(kāi)通/關(guān)斷[19，20]，避免主電路中高壓侵入低壓控制電路。

圖10 觸發(fā)控制電路流程圖Fig.10 Flowchart of Trigger control circuit

2.3.3 驅(qū)動(dòng)電路

MOSFET開(kāi)通即對(duì)其柵源極間電容充電的過(guò)程，而其關(guān)斷過(guò)程為其柵源極間電容放電的過(guò)程。因此，MOSFET的開(kāi)通/關(guān)斷需要驅(qū)動(dòng)電路為其提供足夠的輸入電流及較強(qiáng)的吸收電流能力，以保證其擁有較快的上升和下降時(shí)間。本文選用IXYS公司生產(chǎn)的IXRFD630驅(qū)動(dòng)芯片，其技術(shù)參數(shù)如表3所示。

表3 IXRFD630技術(shù)參數(shù)表Tab.3 Parameters of IXRFD630

在為驅(qū)動(dòng)芯片提供+15 V電壓情況下，同時(shí)輸入來(lái)自光纖接收器輸出的+5 V觸發(fā)控制信號(hào)后，將在輸出端輸出頻率和脈寬與同步觸發(fā)信號(hào)相同且脈沖幅值為+15 V的脈沖驅(qū)動(dòng)信號(hào)至MOSFET門(mén)極。由于該驅(qū)動(dòng)芯片輸出管腳可以輸出或吸收峰值約30 A的電流，因此輸出管腳可以直接連接至MOSFET門(mén)極管腳或通過(guò)電阻相連接，以此開(kāi)通/關(guān)斷MOSFET。兩級(jí)MOSFET串聯(lián)驅(qū)動(dòng)電路如圖11所示，圖中+15 V輸入的DC/DC模塊為驅(qū)動(dòng)芯片供能，而+5 V輸入的DC/DC模塊為光纖接收器提供能量，同時(shí)兩者也起到隔離低壓供電電源與主電路高壓的作用。此外，采用“RCD”緩沖電路作為兩級(jí)MOSFET串聯(lián)動(dòng)/靜態(tài)均壓電路[18]。

圖11 開(kāi)關(guān)S1和S2組成示意圖Fig.11 Schematic diagram of S1 and S2

3 基于非平衡Blumlein型微帶傳輸線的全固態(tài)納秒脈沖發(fā)生器性能測(cè)試

3.1 測(cè)試系統(tǒng)

為測(cè)試基于非平衡Blumlein型微帶傳輸線的全固態(tài)高壓納秒脈沖發(fā)生器性能，搭建了圖1所示的測(cè)試系統(tǒng)。由于重復(fù)頻率越低，每個(gè)周期內(nèi)微帶傳輸線MSL-1和MSL-2中的分布電容等充電越充分(開(kāi)關(guān)S1和S2導(dǎo)通時(shí)間約500 ns，其與毫秒級(jí)周期間隔相比可忽略不計(jì)，即每個(gè)周期內(nèi)微帶傳輸線基本處于充電狀態(tài))。在本文所述的0～1 kHz重復(fù)頻率變化范圍內(nèi)，1 kHz情況下充電情況最為嚴(yán)峻，本文選取1 kHz作為發(fā)生器的重復(fù)頻率，并在此條件下分別測(cè)試負(fù)載電阻R2取值50 Ω和500 Ω時(shí)，其兩端的電壓波形。

3.2 負(fù)載R2=50 Ω時(shí)的波形測(cè)試結(jié)果

為驗(yàn)證本文設(shè)計(jì)的基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線納秒脈沖發(fā)生器利用前述“截波”策略在負(fù)載R2兩端形成方波脈沖效果，將R2選定為50 Ω進(jìn)行相關(guān)測(cè)試。

3.2.1 未“截波”時(shí)負(fù)載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至1 500 V時(shí)，測(cè)量負(fù)載R2兩端電壓波形，測(cè)試結(jié)果如圖12、圖13所示。其中圖12為1 kHz情況下，負(fù)載R2兩端電壓波形(由于所產(chǎn)生的方波脈沖脈寬為100 ns，而重復(fù)頻率1 kHz情況下的占空比僅為0.01%，故呈現(xiàn)為一條條豎直的直線)。圖13是將圖12中時(shí)間軸尺度從1 ms/格縮短至200 ns/格時(shí)，負(fù)載R2兩端電壓波形。

圖12 充電電壓為1 500 V時(shí)，負(fù)載兩端重復(fù)波形Fig.12 Voltage waveform of load charged with 1 500 V

圖13 充電電壓為1 500 V時(shí)，負(fù)載兩端單個(gè)波形Fig.13 Voltage waveform of load charged with 1 500 V

3.2.2 采取“截波”策略時(shí)負(fù)載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至1 500 V，S1與S2導(dǎo)通延時(shí)為τ+100 ns時(shí)，負(fù)載R2兩端電壓波形如圖14所示。

圖14 充電電壓為1 500 V時(shí)，負(fù)載兩端電壓波形 Fig.14 Voltage waveform of load charged with 1 500 V after clipping

直流電壓源加壓至1 500 V，S1與S2導(dǎo)通延時(shí)為τ+60 ns時(shí)，負(fù)載R2兩端電壓波形如圖15所示。

圖15 充電電壓為1 500 V時(shí)，采取“截波”策略后負(fù)載兩端電壓波形 Fig.15 Voltage waveform of load charged with 1 500 V after clipping

由圖13～圖15可知，該發(fā)生器輸出至負(fù)載R2兩端的方波脈沖脈寬在一定范圍內(nèi)可調(diào)。脈沖上升沿、下降沿均滿足要求，波形較好，其平頂部分的振蕩主要是由于微帶傳輸線自身分布參數(shù)引起[21]。另外，由于MOSFET自身的導(dǎo)通電阻不可避免，當(dāng)開(kāi)關(guān)S2將與其并聯(lián)的負(fù)載R2短路實(shí)現(xiàn)“截波”后，電壓波(或者電流波)能量將會(huì)消耗在固態(tài)開(kāi)關(guān)S2導(dǎo)通電阻上，形成主脈沖后的極小幅值電壓波動(dòng)。

3.3 負(fù)載R2=500 Ω時(shí)的波形測(cè)試結(jié)果

為驗(yàn)證本文作者設(shè)計(jì)的基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線納秒脈沖發(fā)生器的負(fù)載阻抗可變性，將R2選定為500 Ω進(jìn)行相關(guān)測(cè)試。

3.3.1 未“截波”時(shí)負(fù)載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至750 V，測(cè)量負(fù)載R2兩端電壓波形，測(cè)試結(jié)果如圖16所示。

圖16 充電電壓為750 V時(shí)，負(fù)載兩端電壓波形Fig.16 Voltage waveform of load charged with 750 V

3.3.2 采取“截波”策略時(shí)負(fù)載兩端電壓波形

直流電壓源加壓至750 V，S1與S2導(dǎo)通延時(shí)為τ+100 ns時(shí)，負(fù)載R2兩端電壓波形如圖17所示。

圖17 充電電壓為750 V時(shí)，“截波”后負(fù)載兩端電壓波形 Fig.17 Voltage waveform of load charged with 750 V after clipping

直流電壓源加壓至750 V，S1與S2導(dǎo)通延時(shí)為τ+60 ns時(shí)，負(fù)載R2兩端電壓波形如圖18所示。

圖18 充電電壓為750 V時(shí)，“截波”后負(fù)載兩端電壓波形 Fig.18 Voltage waveform of load charged with 750 V after clipping

由圖16～圖18可知，當(dāng)負(fù)載R2=500 Ω(即R2?Z1+Z2，UR2(t)/U0=1+k=1.82)且充電電壓為750 V時(shí)，負(fù)載R2兩端電壓約1 360 V。說(shuō)明該發(fā)生器阻抗可調(diào)，使用范圍更廣，當(dāng)負(fù)載R2?Z1+Z2時(shí)負(fù)載兩端輸出方波脈沖幅值約為充電電壓的2倍，結(jié)合本文“截波”策略可以實(shí)現(xiàn)方波脈沖脈寬可調(diào)。

4 結(jié)論

本文作者設(shè)計(jì)了基于非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線的全固態(tài)高壓納秒脈沖發(fā)生器，并對(duì)其性能進(jìn)行了測(cè)試，得到以下結(jié)論：

1)微帶傳輸線具有平面化結(jié)構(gòu)，能夠有效減少納秒脈沖發(fā)生器體積；所設(shè)計(jì)的4層PCB結(jié)構(gòu)的非平衡Blumlein型多層微帶傳輸線在空間層疊，進(jìn)一步減少了微帶傳輸線在系統(tǒng)中所占面積(或體積)。

2)非平衡Blumlein型微帶傳輸線阻抗中Z1>Z2，相對(duì)于傳統(tǒng)的平衡型方式，能夠使MOSFET串聯(lián)組S1和S2導(dǎo)通期間流過(guò)的脈沖電流幅值更小，即減少M(fèi)OSFET并聯(lián)數(shù)量。

3)非平衡Blumlein型微帶傳輸線系統(tǒng)通過(guò)利用兩組MOSFET開(kāi)關(guān)協(xié)同作用，最終在負(fù)載上得到脈寬50～100 ns、上升時(shí)間約20 ns、重復(fù)頻率0～1 kHz可調(diào)、脈沖幅值0～2 kV變化的方波脈沖。

4)利用兩組MOSFET開(kāi)關(guān)協(xié)同作用，引入相關(guān)“截波”策略，使得發(fā)生器負(fù)載R2在一定范圍內(nèi)可調(diào)，擴(kuò)展了Blumlein型傳輸線使用范圍，并且在R2?Z1+Z2情況下，負(fù)載兩端輸出方波脈沖幅值約為充電電壓的2倍。

綜上所述，本文作者設(shè)計(jì)的納秒脈沖發(fā)生器由于采用4層PCB結(jié)構(gòu)的微帶傳輸線極大縮小了系統(tǒng)面積，有利于滿足生物醫(yī)學(xué)用小型化、緊湊型要求；且多參數(shù)可調(diào)，尤其結(jié)合相關(guān)“截波”技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)方波脈沖寬度可調(diào)；此外，通過(guò)S1和S2的協(xié)同作用使得發(fā)生器在負(fù)載R2一定范圍內(nèi)可調(diào)，滿足生物醫(yī)學(xué)試驗(yàn)中細(xì)胞實(shí)驗(yàn)與動(dòng)物組織試驗(yàn)中負(fù)載阻抗從幾十歐姆到幾百歐姆的變化，因此具有更好的通用性。

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收稿日期2015-02-03 改稿日期2015-03-17

High-Voltage Nanosecond Pulse Generator Based on Non-balanced Blumlein Type Multilayered Microstrip Transmission Line

MiYan1ZhangYanyuan1，2ChuYidao1YaoChenguo1LiChengxiang1

(1.State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology Chongqing University Chongqing 400044 China 2.Changshou Power Supply Company Chongqing City Power Company of State Grid Chongqing 401220 China)

For the requirement of the small and compact nanosecond pulse generator in biomedical field，the unbalanced Blumlein type multilayered microstrip transmission lines and the solid-state switching technology are combined to develop a high-voltage nanosecond pulse generator.Wave propagation analysis is used to explain the principle of the system when forming a square wave.Besides，the control timing sequenceof the related solid-state switches and the cutting-offwave strategy are adopted，so as to realize the adjustable 50～100 ns square wave pulse widths.The principle of the variable load impedance inthe unbalanced Blumlein type multilayered microstrip transmission line system is also interpreted.And a small testingsystem is established to testify the performance of the generator.The testing nanosecond pulse generator，with an amplitude of 0～2 kV，pulse width arrange from 50 ns to 100 ns，rising time about 20 ns and repetition frequency of 0～1 kHz，outputs the square pulse on the 50 Ω resistor load.Moreover，the nanosecond pulse voltage output is about twice as the charging voltage when a 500 Ω resistor is used as the load.

Nanosecond pulse generator，unbalanced Blumlein type transmission line，multilayered microstrip transmission lines，solid-state switch

國(guó)家創(chuàng)新研究群體基金(5321063)和國(guó)家自然科學(xué)基金(51107154、51477022)資助項(xiàng)目。

2014-12-08 改稿日期2015-02-28

TM315

米 彥 男，1978年生，副教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡姎庠O(shè)備在線監(jiān)測(cè)與故障診斷及高電壓新技術(shù)。

張晏源 男，1987年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡姎庠O(shè)備在線監(jiān)測(cè)與故障診斷及高電壓新技術(shù)。