孫運(yùn)全，項(xiàng) 偉，趙李鳳，張 華

(江蘇大學(xué)電氣信息工程學(xué)院，鎮(zhèn)江 212013)

前言

隨著能源短缺和環(huán)境污染等問(wèn)題的日益突出，電動(dòng)汽車已成為近年來(lái)發(fā)展迅速的一種新型汽車，是21世紀(jì)最具有發(fā)展前途的綠色清潔汽車［1］。在現(xiàn)有條件下，動(dòng)力電池的性能是電動(dòng)汽車發(fā)展的主要瓶頸，而雙向DC-DC變換器不僅能夠?qū)崿F(xiàn)電動(dòng)汽車復(fù)合能源系統(tǒng)中電池與超級(jí)電容的配合工作，而且還可以實(shí)現(xiàn)能量回收，從而達(dá)到節(jié)能環(huán)保的目的，所以高效率雙向DC-DC變換器必將成為新的研究熱點(diǎn)。

目前，市場(chǎng)上一般采用的是移相控制的隔離電壓源型BDC［2］。但是在傳統(tǒng)雙向全橋DC-DC變換器［3－4］的移相控制策略［5－7］中，存在著電流復(fù)位時(shí)間長(zhǎng)和循環(huán)能量大的缺陷，降低了變換器效率［8－9］。針對(duì)電流復(fù)位時(shí)間長(zhǎng)的問(wèn)題，在傳統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上增加了非線性電感，以增大電流變化斜率，縮短時(shí)間間隔［10］。而對(duì)于存在循環(huán)能量這個(gè)問(wèn)題，本文中采用一種新穎控制策略，可完全消除循環(huán)能量。此雙向DC-DC變換器通過(guò)縮短電流復(fù)位時(shí)間和完全消除循環(huán)能量，來(lái)提高其效率。

1 傳統(tǒng)移相控制策略的不足

傳統(tǒng)電壓源型雙向全橋DC-DC變換器電路如圖1所示。此電路由左右完全對(duì)稱的全橋電路構(gòu)成。在其工作過(guò)程中，兩側(cè)采用相同的開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)信號(hào)(具有一定相位差而占空比為50%的方波)，使其對(duì)角開(kāi)關(guān)交替導(dǎo)通。這樣變壓器兩邊輸出電壓UL1、UL2就是兩個(gè)占空比為50%的方波電壓［11］。通過(guò)控制UL1、UL2的相位差可以控制能量的流向?，F(xiàn)在假設(shè)U1向U2傳輸能量，則圖2就是傳統(tǒng)移相控制的波形。其中，UL1、UL2分別為U1、U2經(jīng)過(guò)全橋逆變輸出的電壓，UL為電感電壓(即U1－U2)。

從圖2可以看出，由于 UL1、UL2之間存在相位差，導(dǎo)致電感電壓UL會(huì)在正負(fù)之間變化，然而電感電流不能發(fā)生突變，所以存在電感電流與初級(jí)側(cè)電壓相位相反的階段(即圖2中 t0－t11和 t2－t22階段)。這樣在功率傳輸過(guò)程中就會(huì)使能量回流入電源，稱為循環(huán)能量。循環(huán)能量并沒(méi)有真正傳遞，只是先由U1(或者U2)存儲(chǔ)在電感L中，然后又傳遞回U1(或者U2)中，所以循環(huán)能量毫無(wú)實(shí)際意義，但是卻在流動(dòng)中產(chǎn)生損耗，這就勢(shì)必降低了變換器的效率。其次，從圖2中可以發(fā)現(xiàn)，電流上升和復(fù)位時(shí)間較長(zhǎng)(t11－t1和t2－t22階段)，這使同一個(gè)周期內(nèi)傳輸?shù)哪芰繙p少，也在一定程度上降低了效率。

2 帶非線性電感雙向DC-DC變換器的控制策略

2.1 帶非線性電感的雙向DC-DC變換器

當(dāng)初級(jí)電流從一個(gè)方向向另一個(gè)方向變化時(shí)，希望電感的值越小越好，以增大變化率，縮短這段時(shí)間。然而考慮擴(kuò)大變換器零電壓開(kāi)關(guān)范圍時(shí)，則希望滯后臂開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后諧振電感的值足夠大，以滿足滯后臂開(kāi)關(guān)管零電壓導(dǎo)通的需要。顯然線性電感不能滿足上述要求，故須采用變換器非線性電感。提出初級(jí)側(cè)帶非線性電感的雙向DC-DC變換器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖3所示。

理想非線性電感LS如圖4所示，當(dāng)其上通過(guò)的電流小于臨界飽和電流IC時(shí)，其電感量為恒定值LS0，儲(chǔ)能正比于通過(guò)電流的平方;當(dāng)其上通過(guò)的電流大于IC時(shí)，其電感量接近于零，儲(chǔ)能維持恒定。

2.2 改進(jìn)型移相控制策略

提出一種帶非線性電感雙向DC-DC變換器的新穎控制策略，其控制波形如圖5所示。在這個(gè)控制策略中通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通順序，最終使i1、i2在一個(gè)周期里都為正值或者零，這就說(shuō)明能量只在一個(gè)方向流動(dòng)，即徹底消除了循環(huán)能量［12］。

此控制策略在一個(gè)周期內(nèi)變換器有10種狀態(tài)，有兩次完全一樣的能量傳輸過(guò)程，故下面以能量由U1向U2傳遞為例，分析前半個(gè)周期的開(kāi)關(guān)過(guò)程。

(1)模式1:t1－t2階段

工作狀態(tài)如圖6所示。在t1時(shí)刻之前，S1、S2、S6、S7開(kāi)通，電流反方向減小。在t1時(shí)刻(電感電流變?yōu)榱?同時(shí)關(guān)斷S2、S6且同時(shí)打開(kāi)S4、S8。這時(shí)U1傳輸能量給L與LS，電感電流iL在U1的作用下線性上升，在t2之前iL小于IC，電感LS處于未飽和狀態(tài)。變壓器次級(jí)電流通過(guò) S7、S8。這時(shí)，i1=iL，UL1=U1，UL2=0。

(2)模式2:t2－t3階段

工作狀態(tài)仍如圖6所示，但是在t2時(shí)刻iL=IC，其電感量變?yōu)榱?。此時(shí)初級(jí)電流iL在U1的作用下快速上升，這就使電流上升的時(shí)間大大縮短。

(3)模式3:t3－t4階段

工作狀態(tài)如圖7所示。在t3時(shí)刻S5和S7同時(shí)關(guān)斷。變壓器初級(jí)電流流過(guò)S1、S4，次級(jí)電流流過(guò)S5、S8。此時(shí)UL1=U1，UL2=nU2=UL1(n為變壓器匝數(shù)比)，則電流iL在UL1－UL2=0的作用下保持不變。

(4)模式4:t4－t5階段

工作狀態(tài)如圖8所示。在t4時(shí)刻關(guān)閉S1，打開(kāi)S3。此時(shí)變壓器的初級(jí)電流流過(guò)S3、S4，次級(jí)電流流過(guò)S5、S8。這時(shí)由于電感電流iL＞IC，其電感量仍然為零。此時(shí)UL1=0，UL2=nU2=U1，所以電感電流iL在UL2的作用下以很大的斜率線性下降。

(5)模式5:t5－t6階段

工作狀態(tài)仍如圖8所示。由于電感電流的下降，當(dāng)iL=IC時(shí)，非線性電感開(kāi)始退出飽和狀態(tài)，其電感量變?yōu)長(zhǎng)S。這時(shí)電路的總電感為L(zhǎng)+LS，UL1=0，UL2=nU2=U1。由于總電感變大，所以iL在UL2的作用下以較小的斜率線性下降。

經(jīng)過(guò)上述分析發(fā)現(xiàn)，電感電流的上升時(shí)間t升為(t3－t1)以及下降時(shí)間t降為(t6－t4)都大大減小，這就使變換器在一個(gè)周期里可以傳輸更多的能量，且電流i1、i2在一個(gè)周期里都為正值或者零，這從根本上消除了循環(huán)能量。所以綜合上述兩點(diǎn)，帶非線性電感雙向DC-DC變換器的新穎控制策略可以有效提高變換器的效率。

3 Matlab建模仿真和效率計(jì)算

3.1 非線性電感建模

由于在Matlab中沒(méi)有現(xiàn)成的非線性電感模塊，故須根據(jù)公式來(lái)搭建模塊。電感元件的電壓u和電流i的關(guān)系為

式中Ψ為電感元件上的自感磁鏈。由式(6)可以得到磁鏈Ψ的表達(dá)式為

因此電感電流i為

根據(jù)上述公式，可以認(rèn)為該非線性電感可以用受控電流源表示，該電流源受控于電流源兩端的電壓，所以非線性電感在Matlab中的模型如圖9所示。

3.2 雙向DC-DC變換器的仿真模型

本文中所述的雙向DC-DC變換器在Matlab中的仿真模型如圖10所示，其參數(shù)如下:U1=312V，U2=24V，開(kāi)關(guān)頻率 fS=10kHz，變壓器匝數(shù)比 n=13∶1。L=1×10－4H，LS=9×10－4H。

子系統(tǒng)L+LS:在iL＜IC時(shí)，L+LS=1 ×10－3H;iL≥IC時(shí)，L+LS=1×10－4H。

經(jīng)過(guò)仿真得到的波形如圖11～圖14所示。從圖11中可以看出，在電流上升至1A時(shí)，由于非線性電感開(kāi)始飽和，總電感值大大減小，所以電流以很大的斜率上升。同理，在電流下降至1A時(shí)，非線性電感退出飽和，所以電流下降的斜率就變小?？傊?，這就使電流上升或者下降的時(shí)間大大減少。從圖12中可以看出，其輸入、輸出電流不存在負(fù)值，所以這種控制方法可以從根本上消除循環(huán)能量。仿真波形與原理分析的圖形一致，從而驗(yàn)證了此方法的可行性。綜上所述，所提出的新方法可以大大提高變換器效率。

3.3 效率計(jì)算與對(duì)比

根據(jù)仿真選擇的IGBT為PM100RLA120，且IGBT各項(xiàng)損耗計(jì)算公式如下。

開(kāi)通損耗為

關(guān)斷損耗為

導(dǎo)通損耗為

式中:ICM為集電極最大允許電流;ICN為集電極額定電流;UCC為電源電壓;UCE為集電極－發(fā)射極飽和電壓;tnN為開(kāi)通上升時(shí)間;tfN為關(guān)斷下降時(shí)間。

在一個(gè)完整的周期內(nèi)，有兩個(gè)完全一樣的能量傳輸，所以只需計(jì)算半個(gè)周期里的效率就好，且開(kāi)關(guān)損耗Pswitch=Pon+Poff。根據(jù)查表得PM100RLA120的參數(shù)，由式(9)和式(10)計(jì)算得Pswitch，由式(11)得Pcond。

帶非線性電感且采用新穎控制策略的總功率為Pall=4.0217×10－2W;開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗分別為Pswitch=2.2185×10－3W和Pcond=2.278×10－4W。

所以本文中所提出的帶非線性電感且采用新穎控制策略的DC-DC變換器效率為

而傳統(tǒng)拓?fù)涞遣捎眯路f控制策略的DC-DC變換器的總功率為Pall=3.7065×10－2W;開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗分別為Pswitch=2.2185×10－3W和Pcond=2.278×10－4W。效率為

最傳統(tǒng)雙向DC-DC變換器的總功率為Pall=2.8118×10－2W;開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗分別為Pswitch=2.2185×10－3W 和 Pcond=2.278×10－4W。效率為

從上面分析得η1＞η2＞η3。所以提出的方法可以提高雙向DC-DC變換器的效率，使電動(dòng)汽車具有更強(qiáng)的續(xù)航能力，從而實(shí)現(xiàn)節(jié)能環(huán)保的目的。

4 結(jié)論

提出一種適用于電動(dòng)汽車復(fù)合能源系統(tǒng)的帶非線性電感且采用新穎控制方法的高效率雙向DC-DC變換器。它保留了傳統(tǒng)雙向DC-DC變換器自身的優(yōu)點(diǎn):IGBT容易實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，控制波形和電路拓?fù)浜?jiǎn)單。由于在初級(jí)側(cè)串聯(lián)了非線性電感，減少了電流上升和復(fù)位時(shí)間，使一個(gè)開(kāi)關(guān)周期傳輸?shù)目偰芰可仙?，提高了效率。同時(shí)此控制方法完全消除了循環(huán)能量，也提高了變換器的效率。對(duì)新控制方法進(jìn)行詳細(xì)分析，并通過(guò)Matlab進(jìn)行仿真驗(yàn)證和效率計(jì)算，較好地證明了理論結(jié)果。所以在電動(dòng)汽車上采用此種高效率雙向DC-DC變換器可以減少能源在傳遞過(guò)程中的損耗，增加電動(dòng)汽車的行駛里程。

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