趙國亮，趙鵬豪，趙成勇，許建中，李衛(wèi)國

(華北電力大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，北京102206)

0 引言

模塊化多電平換流器高壓直流輸電(Modular Multilevel Converter based High Voltage Direct Current，MMC-HVDC)以其獨特的技術(shù)優(yōu)勢，已成為未來電壓源換流器高壓直流輸電(Voltage Source Converter based HVDC，VSC-HVDC)領(lǐng)域的研究熱點，發(fā)展前景廣闊［1－5］。MMC 采用子模塊(Submodule，SM)級聯(lián)的方式構(gòu)造換流閥，避免了大量器件的直接串聯(lián)，降低了對器件一致性的要求。同時，特殊的調(diào)制方法決定了其可以在較低的開關(guān)頻率(150～300 Hz)下獲得很高的等效開關(guān)頻率，隨著電平數(shù)的升高，輸出波形接近正弦，可以省去交流濾波器。MMC 巧妙的結(jié)構(gòu)設(shè)計避開了低電平VSC-HVDC 的兩大主要缺陷，迅速受到工程和學(xué)術(shù)界的很大關(guān)注。除了上述優(yōu)點，相比于兩電平、三電平VSC，MMC 還具有輸出交流電壓變化率小、模塊化設(shè)計便于擴容及冗余配置等眾多優(yōu)點。

MMC 拓撲提出時是基于半橋型子模塊(Half-Bridge Sub-module，HBSM)結(jié)構(gòu)的，且HBSM 的損耗小、成本低，目前幾乎所有的MMC-HVDC 工程都是以半橋型MMC(Half-Bridge MMC，HBMMC)為其拓撲結(jié)構(gòu)的［1－3］。隨著該領(lǐng)域內(nèi)工程和學(xué)術(shù)界的研究探索，MMC 創(chuàng)始人R.Marquardt 教授提出了采用全橋型子模塊(Full-Bridge Sub-module，F(xiàn)BSM)的MMC 拓撲(Full-Bridge MMC，F(xiàn)BMMC)和采用雙箝位型子模塊(Clamp-Double Sub-module，CDSM)的MMC 拓撲(Clamp-Double MMC，CDMMC)，上述子模塊新拓撲的提出，主要為了彌補半橋型MMC 不具備自主切斷換流器直流故障短路電流的能力［6－7］。

本文集中探討了MMC 主要的三種可選子模塊結(jié)構(gòu)，在分析MMC 通用結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上集中分析了三種子模塊的拓撲結(jié)構(gòu)和工作模式，研究了不同子模塊結(jié)構(gòu)的特點，最后通過仿真驗證了不同子模塊拓撲結(jié)構(gòu)的直流故障穿越能力，并對比分析了采用不同子模塊拓撲結(jié)構(gòu)MMC 的基本特性。

1 MMC 通用拓撲結(jié)構(gòu)

模塊化多電平換流器(MMC)的通用拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示。它包括三個相單元，每個相單元包含上、下橋臂。每個橋臂由按工程需求確定的N個相同的子模塊(子模塊可以為HBSM，CDSM，F(xiàn)BSM 三者中的一種，結(jié)構(gòu)如下節(jié)所示)串聯(lián)組成，L0為橋臂電抗器。MMC 的交流相電流，橋臂電流以及直流電流的參考正方向如圖1 中所示。其中ix(下標(biāo)x=a，b，c，下同)為交流電流;usx為交流系統(tǒng)輸出的相電壓;p、n 分別代表正負極直流母線，它們相對于參考中性點O 的電壓分別為udc/2 和－udc/2;uxp、uxn分別為上、下橋臂的橋臂電壓;ixp、ixn分別為上、下橋臂的橋臂電流;idc、udc分別為直流電流和直流電壓。

圖1 MMC 的通用拓撲Fig.1 Topology of MMC

本質(zhì)上講，采用全控開關(guān)器件的MMC 仍為電壓源換流器，但與兩電平、三電平VSC 每個橋臂可等效為開關(guān)不同，MMC 通過其子模塊的投切，其每個橋臂均可等效為受控電壓源，進而同時且快速地控制MMC 輸出多電平交流電壓及穩(wěn)定的直流電壓udc。因此與傳統(tǒng)低電平VSC 及其余多電平換流器相比，MMC 主要具備如下突出技術(shù)優(yōu)勢:

(1)MMC 各相單元內(nèi)部的橋臂電流(如iap等)未經(jīng)斬波，可連續(xù)流動，電流變化率di/dt 較低。同時，由MMC 的結(jié)構(gòu)對稱性可知，不計相間負序性質(zhì)的環(huán)流時，任意MMC 橋臂電流中均包含二分之一的對應(yīng)相交流相電流和三分之一的直流電流分量，因此其完全可控。

(2)MMC 橋臂中的保護電抗器L0不會影響MMC 的正常運行，也不會引起開關(guān)器件的過電壓，但是可以抑制相間環(huán)流以及直流雙極短路故障引起的橋臂短路電流的上升率，還可以降低MMC 輸出電壓的諧波含量。

(3)全部子模塊均為兩端口元件，且相鄰子模塊首尾相連，不需要為子模塊中直流儲能電容額外供電，適合于MMC 有功和無功功率的四象限運行。

(4)除了保證全部子模塊電容電壓近似恒定之外，MMC 還可以平滑地控制其直流電壓與直流電流，且無需直流母線間的大電容或濾波器。

2 子模塊拓撲結(jié)構(gòu)及工作模式

現(xiàn)已投運的MMC-HVDC 工程中均采用HBSM 結(jié)構(gòu)，雖然MMC 可分別由HBSM、CDSM 或FBSM 構(gòu)成，但其它兩種結(jié)構(gòu)目前并沒有在MMCHVDC 工程中廣發(fā)應(yīng)用。本節(jié)的研究目的在于分析三種常見子模塊的拓撲機制及工作模式，集中探討不同結(jié)構(gòu)的特點。一般而言，不考慮實際MMC 裝置中子模塊級別的監(jiān)測、保護、驅(qū)動、冷卻及通信系統(tǒng)、電容器組的串并聯(lián)配置以及電容器的靜態(tài)均壓及保護回路等復(fù)雜因素，僅考慮由IGBT 和二極管以及儲能電容組成的如圖2 (a)所示的HBSM，圖3(a)所示的CDSM 以及圖4(a)所示的FBSM。

圖2 半橋型子模塊Fig.2 HBSM

2.1 半橋型子模塊(HBSM)

如圖2 (a)所示，半橋型子模塊由兩組IGBT及續(xù)流二極管和儲能電容C 組成，由IGBT 與二極管各自的導(dǎo)通條件可知，不論流入子模塊的電流方向如何，該子模塊是否投入MMC 橋臂，僅由可控器件T1 和T2 決定。此處定義橋臂電流流入子模塊為參考正方向，且為了防止子模塊電容發(fā)生直通故障，T1 與T2 在穩(wěn)態(tài)運行時開關(guān)狀態(tài)必須互補(不考慮實際物理裝置中的死區(qū)時間，下文CDSM 與FBSM 同理)，因此HBSM 共有如表1所示的三種工作狀態(tài):

表1 半橋型子模塊的工作狀態(tài)Tab.1 Operating state of HBSM

投入狀態(tài):T1開通，T2關(guān)閉，電容既可以充電也可以放電，取決于該子模塊所處于的MMC 橋臂的電流方向;子模塊端口輸出電壓等于電容電壓uC(假設(shè)開關(guān)器件的導(dǎo)通電阻為零，斷態(tài)電阻無限大。本文分析子模塊工作狀態(tài)時都作相同假設(shè))。

切除狀態(tài):T1關(guān)閉，T2開通，電容電壓保持恒定，端口輸出電壓等于0。

閉鎖狀態(tài):如圖2(b)所示。T1和T2都關(guān)閉，電容C 將無法放電，但是可通過D1充電，當(dāng)交流電壓不足以繼續(xù)對C 充電時，橋臂電流依然可以通過續(xù)流二極管D2饋入直流側(cè)。因此閉鎖模式多在MMC 啟動或發(fā)生直流故障后保護動作時采用。由上述分析可知，半橋型子模塊的運行模式較簡單，輸出電壓可在uC與0 之間切換，但是當(dāng)發(fā)生直流雙極短路故障時，交流系統(tǒng)將通過D2向短路點持續(xù)饋入短路電流，也即半橋型子模塊組成的MMC 橋臂無法有效切斷自身故障電流。

2.2 雙箝位型子模塊(CDSM)

為了彌補采用半橋型子模塊的MMC 無法切斷直流故障短路電流的缺陷，文獻［8－9］提出了由半橋型子模塊演變而成的一種新型雙箝位型子模塊(CDSM)拓撲，如圖3(a)所示，同時文獻［10］提出了基于CDSM 的MMC-HVDC 雙極直流故障恢復(fù)特性等。需要說明的是，為了便于分析CDSM的運行模式，圖3 中的子模塊拓撲由文獻［9］中所示拓撲鏡像對稱得來，開關(guān)器件編號也略有不同。CDSM 由5 組IGBT 和二極管開關(guān)組(T1＆D1，T2＆D2，…，T5＆D5)、兩個二極管(D6和D7)以及兩個獨立的電容組成。與HBSM 相比，CDSM 額外增加的開關(guān)器件增強了子模塊的控制靈活性，并使得MMC 具備了直流故障短路電流切斷能力。CDSM 的工作狀態(tài)如表2所示(表2 中假設(shè)電容電壓完全均衡，也即兩個半橋結(jié)構(gòu)子模塊中的電容電壓值完全相同)。

表2 雙箝位型子模塊的工作狀態(tài)Tab.2 Operating state of CDSM

MMC 子模塊的結(jié)構(gòu)決定MMC 的功能及運行特性，與HBSM 相比，CDSM 具有如下特點:

(1)正常運行時，T5保持開通狀態(tài)，D6和D7反向截止，如圖3(a)所示，整個CDSM 可以等效為兩個獨立運行的HBSM，兩個子模塊電容均可以相互獨立地充、放電或者被旁路，也即其中每個HBSM 均有2.1 中所述的投入狀態(tài)和切除狀態(tài)，兩個子模塊組合運行，便出現(xiàn)了雙投入、雙切除、以及單投單切和單切單投狀態(tài)。

(2)如(1)中所述，單個CDSM 可以承擔(dān)兩倍的額定電容電壓，對應(yīng)兩個成對組合使用的HBSM，但是需要額外的IGBT 和二極管(也即T5，D5，D6和D7)，同時穩(wěn)態(tài)時T5一直導(dǎo)通，使得換流器總損耗略有增加。

(3)當(dāng)發(fā)生直流雙極短路故障等情形需要MMC 整體閉鎖時，將全部CDSM 中5 個IGBT 都關(guān)閉，則當(dāng)橋臂電流為正時，兩個電容被串聯(lián)充電(電流通路如圖3(b)所示);當(dāng)橋臂電流為負時，兩個電容被并聯(lián)充電(電流通路如圖3(c)所示)。也即，CDSM 在閉鎖后橋臂電流雙向流動時均向電容充電，當(dāng)交流電壓與MMC 中CDSM 的電容電壓相互箝位時，充電過程停止，直流短路電流被切斷。需要注意的是，CDSM 閉鎖后在不同電流方向下輸出電壓的絕對值不同，分別為2uC和uC，這將影響直流短路電流切除的快速性。為解決該問題，文獻［10］提出在正常運行時不通過電流的D6和D7支路均串聯(lián)耗能電阻，以增強在CDSM 閉鎖后反向橋臂電流對直流故障短路電流的抑制能力。

由上述可知，與最常見的HBSM 相比，CDSM中額外的器件及損耗增加了其控制靈活度，具備了通過箝位切斷直流故障短路電流的功能，在一定程度上實現(xiàn)了經(jīng)濟性與安全性的折中。

2.3 全橋型子模塊(FBSM)

如前所述，CDSM 的提出為HBSM 無法切斷直流短路電流提供了一種解決方案，但是并無法解決傳統(tǒng)LCC-HVDC 構(gòu)造多端直流輸電網(wǎng)絡(luò)時潮流翻轉(zhuǎn)困難的問題。為解決此問題，全橋型子模塊(FBSM)由于其很強的控制靈活度，迅速受到了MMC-HVDC 領(lǐng)域?qū)W者的廣泛關(guān)注［8，9，11］。全橋型子模塊(FBSM)拓撲如圖4(a)所示，它由4 個IGBT(T1、T2、T3、T4)，及4 個反并聯(lián)二極管(D1、D2、D3、D4)組成。根據(jù)IGBT 及二極管的導(dǎo)通條件可得FBSM 的工作狀態(tài)如表3所示。

圖3 雙箝位型子模塊Fig.3 CDSM

表3 全橋型子模塊的工作狀態(tài)Tab.3 Operating state of FBSM

由表3 可知，F(xiàn)BSM 與CDSM 和HBSM 最本質(zhì)的區(qū)別在于它可以在兩種橋臂電流方向下輸出負的電容電壓，這大大增強了其控制靈活度，本文將正常運行時FBSM 的3 種工作狀態(tài)劃分為如下兩種工作模式:

PLUS 模式:FBSM 交替地輸出uC和0;

MINUS 模式:FBSM 交替地輸出－uC和0。

同時，結(jié)合FBSM 中IGBT 的開關(guān)狀態(tài)可知，無論工作在何種模式下，F(xiàn)BSM 在輸出0 電壓時對應(yīng)兩組開關(guān)組合，因此在其交替地輸出0 時，T1＆T2和T3＆T4應(yīng)交替輪換導(dǎo)通，以使得子模塊中4 個IGBT 的損耗盡可能平均分布，便于散熱系統(tǒng)的設(shè)計。與HBSM 和CDSM 相比，F(xiàn)BSM 具備如下特點:

圖4 全橋型子模塊Fig.4 FBSM

(1)FBSM 有PLUS 和MINUS 兩種對稱的運行模式，當(dāng)其只運行在其中任意一種模式時，穩(wěn)態(tài)運行特性與HBSM 和CDSM 幾乎相同，子模塊可以被投入(正向投入或負向投入)或切除。此時，F(xiàn)BSM 只承擔(dān)一倍的電容電壓，因此與HBSM 和CDSM 相比，在相同的直流電壓下，F(xiàn)BSM 所需的開關(guān)器件數(shù)目為HBSM 的兩倍，約為CDSM 的1.6倍(假設(shè)IGBT 的造價遠高于同等耐受電壓下的二極管)，對應(yīng)換流器損耗也相應(yīng)增加。

(2)FBSM 構(gòu)成的MMC 除了可以分別運行在PLUS 或MINUS 兩種模式之一外，還可以運行在降損運行模式:結(jié)合兩種模式的特點，通過一定的調(diào)制作用保證FBSM 在直流電壓恒定的前提下，使其輸出交流相電壓峰值略高于單極直流電壓，此時，基于FBSM 的MMC 的調(diào)制比將大于1，在保證傳輸功率平衡的前提下輸入MMC 的電流降低，如此便可以降低MMC 開關(guān)器件的導(dǎo)通損耗，也可以增加MMC 輸出電壓的電平數(shù)，進而提高波形質(zhì)量。需要注意的是，由于MMC 的直流電壓為同一相單元上、下橋臂全部子模塊輸出電壓的和，因此采用降損運行模式時，將有FBSM 輸出負電壓，在直流電壓恒定時，相比HBSM 和CDSM，基于FBSM 的MMC 所需FBSM 數(shù)量更多(也即多于HBSM 的2 倍，也多于CDSM 的1.6 倍)。降損運行模式在單個器件損耗降低以及所需總器件數(shù)目增加的此消彼長下，優(yōu)化配比輸出正或負電壓的FBSM 數(shù)量有賴于精確的換流器損耗計算。

(3)由于前文所述FBSM 的PLUS 和MINUS兩種模式是對稱的，因此不論基于FBSM 的MMC運行在(1)中所述的單一運行模式下，或者運行在(2)中所述的降損運行模式下，MMC 中全部FBSM在PLUS 和MINUS 兩種模式間的同時切換即可實現(xiàn)在MMC 直流電流方向不變的前提下，僅通過改變其直流母線電壓極性實現(xiàn)潮流翻轉(zhuǎn)。因此，采用FBSM 的MMC-HVDC 非常適合與傳統(tǒng)LCCHVDC 構(gòu)成混合多端直流輸電網(wǎng)絡(luò)。

(4)如圖4(b)所示，F(xiàn)BSM 在閉鎖后MMC 橋臂電流雙向流動時均可以對電容進行充電，與CDSM 分析原理類似，其具備切斷直流故障短路電流的能力。且由于單個FBSM 在閉鎖后對外顯示為全波整流，也即兩個相鄰的FBSM(因為2 個相鄰的FBSM 才與單個CDSM 相同，承擔(dān)兩倍的電容電壓)閉鎖后在兩種電流方向下輸出電壓之和的絕對值均為2uC，不同于CDSM(如圖3所示，改進前)在反向橋臂電流時輸出電壓絕對值僅為uC。因此，定性地看來，采用FBSM 的MMC，其直流故障短路電流的切斷能力要高于采用CDSM 的MMC。需要注意的是，采用FBSM 的MMC 在閉鎖后的直流短路電流切斷特性與其在正常運行狀態(tài)下所采用的本小節(jié)(1)或(2)中何種運行模式無關(guān)。

截至目前，世界范圍內(nèi)只有采用HBSM 的半橋型MMC-HVDC 工程應(yīng)用先例，但是由本節(jié)的詳細分析可知，采用CDSM 和FBSM 的MMC 均有較大的發(fā)展前景和研究價值，三者并無絕對的優(yōu)劣之分，在實際MMC-HVDC 工程選擇子模塊拓撲時，需要根據(jù)特定的需求綜合評價。

3 仿真驗證及對比分析

MMC 三種子模塊結(jié)構(gòu)的最大不同在于應(yīng)對直流故障的能力，對此本文在PSCAD/EMTDC 環(huán)境下搭建了如圖5所示的11 電平的MMC-HVDC的系統(tǒng)。系統(tǒng)具體參數(shù)設(shè)置如下:交流系統(tǒng)1 和交流系統(tǒng)2 的母線線電壓為10 kV，系統(tǒng)頻率為50 Hz，換流變壓器 T1 和 T2 的容量均為0.222 2 MVA，采用Y0/Δ 接法，變比均為10 kV/5.6 kV，漏抗LT=44.9 mH;整流側(cè)MMC1 端換流站采用定直流電壓和定交流電壓控制，額定直流電壓為±5 kV，逆變側(cè)MMC2 換流站采用定有功功率和定交流電壓控制，額定傳輸容量為0.2 MW，橋臂電抗L0=44.9 mH，電容C0=5 000 μF，子模塊額定電容電壓為1 kV，直流線路電阻R 設(shè)為1 Ω。

圖5 系統(tǒng)仿真模型Fig.5 Simulation model

設(shè)定t=2 s 時系統(tǒng)的直流線路中間F 處均發(fā)生雙極短路故障(此處故障設(shè)為永久性故障，目的是為了檢測不同結(jié)構(gòu)的閉鎖能力)，經(jīng)過10 ms 后換流器閉鎖，仿真采用三種子模塊拓撲分別進行試驗，得到饋入故障點的直流故障電流如圖6所示。

圖6 直流故障電流Fig.6 DC fault current

由圖6 可知，系統(tǒng)在發(fā)生短路故障，采用HBSM 結(jié)構(gòu)的MMC 在閉鎖換流器后，直流短路電流無法切斷，只有通過采取其它措施才能切斷直流短路電流(如拉開交流斷路器)。采用FBSM 結(jié)構(gòu)的MMC 在換流器閉鎖后，短路電流幾乎瞬間被切斷。采用CDSM 結(jié)構(gòu)的MMC 在換流器閉鎖后，短路電流也可以很快被切斷，但由于CDSM 的特殊結(jié)構(gòu)，在閉鎖后會出現(xiàn)反復(fù)充電的現(xiàn)象，影響了直流故障電流的切斷速度。

通過對比，F(xiàn)BMMC 幾乎瞬間切斷直流故障電流，而CDMMC 切斷直流電流的速度要慢于FBMMC，而HBMMC 不能切斷直流故障電流，采用文獻［11］衡量直流故障穿越能力的直流故障穿越指標(biāo)DFRTI 來衡量不同子模塊拓撲的直流故障穿越能力。DFRTI 的定義如式(1)所示，其詳細的說明見圖7 和圖8。

圖7 Ishort產(chǎn)生的原理圖Fig.7 Schematic diagram of Ishort

圖8 DFRTI 的計算原理圖Fig.8 Schematic diagram of DFRTI

在式(1)和圖7 和圖8 中，這些符號被定義如下:

Ishort:直流故障后極間故障短路電流;

S1:從時刻tF到時刻tT曲線F(t)下的面積;

S2:從時刻tF到時刻tT曲線G(t)下的面積;

F(t):沒有任何保護的MMC-HVDC 在直流故障下Ishort的曲線;

G(t):MMC-HVDC 在直流故障下Ishort的曲線;

tF:直流故障發(fā)生時刻;

tB:MMC 閉鎖時刻，它主要取決于測量系統(tǒng)的延時以及保護裝置的反應(yīng)時間，在文中tB= tF+0.5 ms;

tM:F(t)達到其最大值的時刻，它取決于tF時刻橋臂電流的值以及橋臂電抗L 和SM 電容C等;

tT:在沒有保護和直流故障的條件下交流斷路器動作的時刻，主要取決于測量系統(tǒng)的延時以及保護裝置的反應(yīng)時間，在本節(jié)中tT=tF+50 ms;

IM:F(t)的最大值;

IB:在tB時刻G(t)的值。

由以上計算方法可以得到，DFRTI(FBSM)＞DFRTI(CDSM)＞DFRTI(HBSM)。

不同MMC 的子模塊具有不同的特點，這也使HBMMC、FBMMC、CDMMC 和CDMMC 也有不同的特性。在換流器容量、直流電壓等系統(tǒng)和硬件參數(shù)相同條件下，假設(shè)CDMMC 單個橋臂的子模塊數(shù)量是N，不同MMC 拓撲結(jié)構(gòu)的特性見表4。

表4 不同拓撲結(jié)構(gòu)基本特性對比Tab.4 Comparison of characteristics of different topologies

在以上的三種MMC 結(jié)構(gòu)中，HBMMC 所用的半導(dǎo)體器件最少，穩(wěn)態(tài)運行的損耗也是最小的，因此目前的MMC 直流輸電工程均是采用HBMMC 這種結(jié)構(gòu)。但是，HBMMC 由于其結(jié)構(gòu)特點，無法通過閉鎖換流器來切斷直流故障電流，限制了其在架空線領(lǐng)域和多端系統(tǒng)中的應(yīng)用。與之相比，F(xiàn)BMMC 能夠通過閉鎖換流器自身瞬間切斷故障電流，但是FBMMC 需要雙倍數(shù)量的半導(dǎo)體器件，初期投資過大，并且FBMMC 在穩(wěn)態(tài)運行時的損耗要比HBMMC大很多，經(jīng)濟性較差。在這三種結(jié)構(gòu)中，CDMMC 是介于HBMMC 和FBMMC 之間的優(yōu)化選擇，CDMMC可以通過閉鎖自身換流器來切斷直流故障電流，并且額外增加的器件和損耗都沒有FBMMC 那樣大。但是，由于CDMMC 在閉鎖充電時，橋臂電流方向與子模塊電路狀態(tài)密切相關(guān)，因此直流故障閉鎖后，直流故障電流不會像FBMMC 那樣可以瞬間切斷，切斷速度相比于FBMMC 會慢一些，其直流故障穿越能力要弱于FBMMC。

4 結(jié)論

HBSM、CDSM 和FBSM 是MMC 三種主要可選擇的子模塊拓撲結(jié)構(gòu)，本文在分析了MMC 通用拓撲結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上研究分析了三種子模塊的拓撲結(jié)構(gòu)及工作模式，并且得到了不同子模塊結(jié)構(gòu)的特點。針對其故障穿越能力進行了仿真驗證，仿真證明得到了三種MMC 子模塊的最大區(qū)別在于切斷直流短路電流的能力不同，最后對采用不同子模塊結(jié)構(gòu)的MMC 的基本特性進行了對比分析，為MMC 技術(shù)的進一步工程化應(yīng)用提供了理論依據(jù)。

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