梁津垚，潘龍禹，丁良輝，楊 峰，錢(qián) 良

(1.上海交通大學(xué) 未來(lái)媒體網(wǎng)絡(luò)協(xié)同創(chuàng)新中心，上海 200240;2.中國(guó)民航大學(xué) 飛行技術(shù)學(xué)院，天津 300300)

1 引言

短波通信是頻率為3～30 MHz 的無(wú)線電通信方式，具有使用靈活、通信距離遠(yuǎn)、信道不易摧毀等優(yōu)點(diǎn)。模擬短波電臺(tái)只能傳輸模擬語(yǔ)音信號(hào)，而數(shù)字短波電臺(tái)是既可以實(shí)現(xiàn)模擬語(yǔ)音通信，也可以完成數(shù)據(jù)傳輸?shù)默F(xiàn)代化電臺(tái)。近年來(lái)雖然數(shù)字電臺(tái)得到了推廣，但是模擬電臺(tái)仍占據(jù)市場(chǎng)較大份額。由于模擬電臺(tái)使用調(diào)幅(Amplitude Modulation，AM)的調(diào)制方式，接收端的模擬解調(diào)往往受到信道失真、強(qiáng)噪聲干擾的影響，信號(hào)不易辨識(shí)，因此影響了模擬短波電臺(tái)的應(yīng)用。為了滿足前向兼容，一次性將所有模擬短波電臺(tái)升級(jí)為數(shù)字化短波電臺(tái)成本高昂，因此，在傳統(tǒng)模擬電臺(tái)上加裝數(shù)字處理模塊，使目前的模擬短波電臺(tái)實(shí)現(xiàn)數(shù)字化傳輸能力具有重要的應(yīng)用價(jià)值。

短波通信以電離層作為反射媒介，受大氣運(yùn)動(dòng)、太陽(yáng)運(yùn)動(dòng)等的影響，并且傳播路徑較長(zhǎng)。對(duì)于短波信道的處理一般要涉及頻偏校正和時(shí)間同步并有效分離多徑。接收端常使用自適應(yīng)均衡技術(shù)以應(yīng)對(duì)時(shí)變短波信道［1］。近些年短波通信重新受到重視，并且數(shù)字化短波進(jìn)入現(xiàn)代化發(fā)展階段，不僅完善了數(shù)字收發(fā)調(diào)制解調(diào)算法，將混頻、變頻、功放等電臺(tái)功能相繼集成在DSP 芯片中［2］，同時(shí)擴(kuò)展了現(xiàn)代化短波通信功能，包括自動(dòng)鏈路建立(Automatic Link Establishment，ALE)［3］、自動(dòng)增益控制(Automatic Gain Control，AGC)［4］、組網(wǎng)通信、交替呼叫等。美國(guó)提出的數(shù)字無(wú)線電標(biāo)準(zhǔn)(Digital Radio Mondiale，DRM)是針對(duì)30 MHz頻率以下的廣播標(biāo)準(zhǔn)，適用于將AM 短波通信改造到數(shù)字短波通信［5］。美軍近年來(lái)提出了MIL－STD－188 系列標(biāo)準(zhǔn)［11］，詳細(xì)定義了現(xiàn)代數(shù)字短波通信的若干細(xì)則，特別是寬帶短波數(shù)字通信設(shè)計(jì)［6］。在我國(guó)，標(biāo)準(zhǔn)《短波高速串行調(diào)制解調(diào)器通用要求》的出臺(tái)為數(shù)字短波通信提供解決方案。目前常用的串行短波調(diào)制解調(diào)器產(chǎn)品主要有常州計(jì)算機(jī)廠TCT－302 型調(diào)制解調(diào)器、美國(guó)Harris公司研制的RF－5710 型、法國(guó)TRT 公司研制的MDM12/24 型、德國(guó)AGE 公司研制的ETM1800 型等，但是能配合實(shí)驗(yàn)室已有短波電臺(tái)并且開(kāi)源可調(diào)試的調(diào)制解調(diào)平臺(tái)仍有開(kāi)發(fā)的必要。另有以東南大學(xué)吳樂(lè)南教授為代表的旨在對(duì)短波串行調(diào)制解調(diào)器進(jìn)行改進(jìn)的一系列研究［7－10］，主要集中在優(yōu)化調(diào)制解調(diào)器內(nèi)部算法以及硬件實(shí)現(xiàn)，目的是提高調(diào)制解調(diào)數(shù)據(jù)率和提高通信可靠性。

本文研究基于短波數(shù)字化的大背景下，以現(xiàn)有的模擬電臺(tái)為中心，采用計(jì)算機(jī)實(shí)現(xiàn)數(shù)字信號(hào)調(diào)制解調(diào)平臺(tái)，使用計(jì)算機(jī)聲卡實(shí)現(xiàn)模數(shù)轉(zhuǎn)換(Analog－to－Digital，A/D)和數(shù)模轉(zhuǎn)換(Digital－to－Analog，D/A)，使用短波電臺(tái)作為模擬收發(fā)通道?？紤]到短波傳輸功率損失較高，本文使用恒包絡(luò)高斯最小頻移鍵控(Gaussian Minimum Shift Keying，GMSK)調(diào)制方式，以一種多訓(xùn)練序列分段插入的幀結(jié)構(gòu)完成數(shù)字調(diào)制解調(diào)，同時(shí)合理設(shè)計(jì)數(shù)字信號(hào)生成方法，實(shí)現(xiàn)了接收端的時(shí)間同步和頻偏估計(jì)。

2 數(shù)字調(diào)制解調(diào)器方案論證與設(shè)計(jì)

調(diào)制解調(diào)器系統(tǒng)設(shè)計(jì)如圖1 所示，包括發(fā)送端和接收端兩部分。計(jì)算機(jī)處理器實(shí)現(xiàn)調(diào)制和解調(diào)，計(jì)算機(jī)聲卡幫助實(shí)現(xiàn)數(shù)模、模數(shù)互換，而短波電臺(tái)則提供模擬天線實(shí)現(xiàn)電磁波的發(fā)送和接收。其中，調(diào)制解調(diào)的關(guān)鍵在于選擇恒包絡(luò)調(diào)制方式使信號(hào)出現(xiàn)在電臺(tái)放大器的線性區(qū)。發(fā)送端需要合理選擇上采樣頻點(diǎn)，保證電臺(tái)的上邊帶調(diào)制(Upper Side－band，USB)采集到完整的發(fā)送信號(hào)。接收端需要利用幀結(jié)構(gòu)快速準(zhǔn)確地估計(jì)信道，完成時(shí)間同步和頻偏估計(jì)。下面分別介紹調(diào)制解調(diào)方案設(shè)計(jì)即發(fā)送端設(shè)計(jì)以及接收端方案設(shè)計(jì)。

圖1 本文所用數(shù)字化短波系統(tǒng)Fig.1 The digital HF communication system

2.1 調(diào)制解調(diào)器方案設(shè)計(jì)

2.1.1 調(diào)制方式選擇

調(diào)制方式可以分為恒包絡(luò)調(diào)制和非恒包絡(luò)調(diào)制。非恒包絡(luò)調(diào)制由于包絡(luò)起伏，降低了發(fā)射機(jī)的功率效率，但是往往數(shù)據(jù)速率較高;而恒包絡(luò)已調(diào)波的頻譜具有快速滾降特性，帶外擴(kuò)展小，所以降低了對(duì)功率放大器的要求，但是數(shù)據(jù)率一般比非恒包絡(luò)調(diào)制低。在短波通信中，恒包絡(luò)調(diào)制有助于降低對(duì)功放的線性度要求，因此本文選擇高斯最小頻移鍵控為調(diào)制方式。GMSK 由于使用了高斯濾波器，所以在同階調(diào)制中有較高的功率利用率和頻譜利用率。

GMSK 調(diào)制將信息調(diào)制在相位變化中，可以表示為

式中，Tb為符號(hào)周期，B 為高斯濾波器的帶寬。

2.1.2 數(shù)字上變頻

GMSK 調(diào)制后的數(shù)字信號(hào)為I/Q 兩路復(fù)數(shù)信號(hào)，所占3 kHz帶寬以0 Hz為中心，左右各有1.5 kHz左右，上下邊帶的信息并不相同。短波電臺(tái)在14.1 MHz的常用頻段上默認(rèn)使用USB 調(diào)制，只選取基帶信號(hào)零頻率以上的信號(hào)進(jìn)行上邊帶調(diào)制，因此丟失了基帶信號(hào)中一半的原始信息。同時(shí)，模擬電臺(tái)只能傳輸電平信號(hào)，I/Q 復(fù)數(shù)信息需經(jīng)過(guò)數(shù)字處理才可以無(wú)損通過(guò)模擬電臺(tái)。因此，GMSK 調(diào)制信號(hào)只有經(jīng)過(guò)數(shù)字上變頻(Digital Up Converter，DUC)加載半帶寬(1.5 kHz)后取實(shí)部發(fā)送，才能合理地在模擬短波電臺(tái)上實(shí)現(xiàn)通信。

經(jīng)過(guò)DUC 處理后的發(fā)送信號(hào)可以表示為

式中，f0為上變頻頻率，f0=1.5 kHz。

聲卡最低采樣率為5 kHz，而信道帶寬為3 kHz，決定了上下采樣率的必要性。本文中，統(tǒng)一采用4倍上采樣率，即12 kHz采樣頻率。發(fā)射電臺(tái)和接收電臺(tái)均采用USB 方式并設(shè)置到同一頻點(diǎn)，因此14.1 MHz的載頻被抵消。經(jīng)過(guò)發(fā)送電臺(tái)后的信號(hào)susb(t) 可以表示為

式中，f1為中心頻率，f1=14.1 MHz ;表示 a (t) 的Hilbert 變換。

經(jīng)過(guò)接收電臺(tái)后的信號(hào)y(t)可以表示為

經(jīng)過(guò)低通濾波后可以完全恢復(fù)出發(fā)送信號(hào)a(t):

2.1.3 幀結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

幀結(jié)構(gòu)需要準(zhǔn)確完成時(shí)間同步及頻偏估計(jì)以便為GMSK 解調(diào)提供足夠的信道先驗(yàn)知識(shí)。根據(jù)ITU定義的不同空中信道環(huán)境下的頻率擴(kuò)展［12］，在中、高緯溫和信道上出現(xiàn)惡劣情況時(shí)，空中信道頻率偏移小于25 Hz的概率為95%。短波電臺(tái)由于自身鎖相的不穩(wěn)定性，也存在頻率偏移，按照其使用手冊(cè)給出的參數(shù)，在實(shí)驗(yàn)室環(huán)境下(20℃)開(kāi)機(jī)后2 h內(nèi)進(jìn)行實(shí)測(cè)，發(fā)現(xiàn)頻偏變化范圍為［－23 Hz，75 Hz］，約30 s出現(xiàn)1 Hz的頻率改變。因此，除了電離層，短波電臺(tái)也會(huì)引入時(shí)變的頻偏。結(jié)合信道和電臺(tái)的共同頻偏效果，現(xiàn)有數(shù)字短波通信的頻偏上限為100 Hz，即幀結(jié)構(gòu)需要應(yīng)對(duì)的上限頻偏為100 Hz左右。同時(shí)，接收信號(hào)需要以幀結(jié)構(gòu)為單位，進(jìn)行實(shí)時(shí)頻偏估計(jì)以應(yīng)對(duì)時(shí)變的頻偏變化。

為了防止因?yàn)槎〞r(shí)誤差造成突發(fā)脈沖間重疊，訓(xùn)練序列添加在每一突發(fā)包的中間位置，保證信道估計(jì)不受碼間干擾的影響。但是僅依靠間隔600 b的相鄰訓(xùn)練序列，會(huì)輕易超過(guò)2π 相位可測(cè)范圍，如R 為相鄰訓(xùn)練序列的共軛相乘項(xiàng)，根據(jù)其相位可以計(jì)算頻偏，表示為

Δf 若大于20 Hz，則超過(guò)［－π，+π］的可測(cè)范圍。本文系統(tǒng)的頻偏具有快變性，加之解碼準(zhǔn)確性與頻偏估計(jì)有直接關(guān)系，所以頻偏估計(jì)需要跟隨數(shù)據(jù)通信一起進(jìn)行。本文選擇在幀結(jié)構(gòu)中添加頻偏估計(jì)用序列:前導(dǎo)序列T1 和前導(dǎo)序列T2，傳輸每一幀數(shù)據(jù)的同時(shí)估計(jì)實(shí)時(shí)頻偏。T1、T2 與GMSK 成幀中使用的訓(xùn)練序列一致，為GSM 系統(tǒng)中常用的訓(xùn)練序列，以保證時(shí)同步的統(tǒng)一性和可實(shí)現(xiàn)性。根據(jù)公式(6)，相鄰的26 b 前導(dǎo)序列長(zhǎng)度(經(jīng)調(diào)制及4 倍上采樣后為112 b)可計(jì)算的最大頻偏為107 Hz，可以滿足現(xiàn)有模擬短波電臺(tái)頻偏浮動(dòng)范圍。

綜上分析，本文設(shè)計(jì)的幀結(jié)構(gòu)如圖2 所示。有效數(shù)據(jù)以260 b 為一單位，經(jīng)GMSK 調(diào)制后長(zhǎng)度為2400 b。調(diào)制后共有4 段訓(xùn)練序列分別位于各個(gè)調(diào)制部分的中間位置(分別表示為D1T、D2T、D3T、D4T)。前導(dǎo)序列T1 和T2 分別由26 b 訓(xùn)練序列經(jīng)差分編碼和高斯成形而得，調(diào)制后長(zhǎng)度為112 b。

圖2 幀結(jié)構(gòu)Fig.2 Frame structure

2.1.4 發(fā)送和接收流程

經(jīng)過(guò)對(duì)調(diào)制解調(diào)器方案的設(shè)計(jì)后，發(fā)送端和接收端的處理流程如圖3 所示。具體處理過(guò)程為:發(fā)送端對(duì)有效數(shù)據(jù)進(jìn)行GMSK 調(diào)制，并在前端添加成型后的前導(dǎo)序列。發(fā)送數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)數(shù)字上變頻后由聲卡實(shí)現(xiàn)數(shù)模轉(zhuǎn)換，通過(guò)模擬電臺(tái)發(fā)送。測(cè)試中，短波信道可分為有線直連信道和無(wú)線信道分別進(jìn)行測(cè)試。接收端對(duì)應(yīng)于發(fā)送端依次進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換、數(shù)字下變頻，經(jīng)過(guò)時(shí)間同步和頻偏估計(jì)后送入GMSK 解調(diào)器。解調(diào)器中主要包括信道估計(jì)、突發(fā)包同步、維特比解碼、幀結(jié)構(gòu)分解和信道解碼等。下面對(duì)接收端的信號(hào)處理步驟進(jìn)行分析。

圖3 發(fā)送接收流程圖Fig.3 Transmitting and receiving flow chart

2.2 接收端設(shè)計(jì)

2.2.1 數(shù)字下變頻

接收端需要利用數(shù)字下變頻(Digital Down Converter，DDC)分離I/Q 兩路，于接收計(jì)算機(jī)中進(jìn)行以復(fù)數(shù)為主的解調(diào)運(yùn)算。經(jīng)過(guò)DDC 復(fù)原I/Q 兩路的過(guò)程可以表示為

式中，f0為下變頻頻率，f0=1.5 kHz。

2.2.2 時(shí)間同步

按照幀結(jié)構(gòu)中訓(xùn)練序列的位置(如圖2 所示)，以4 倍下采樣后間隔150 b 的訓(xùn)練序列做相關(guān)，鎖定幀結(jié)構(gòu)。序列同步時(shí)，D1T 訓(xùn)練序列處的峰值表示已鎖定位置。設(shè)c 為4 段訓(xùn)練序列的自相關(guān)和互相關(guān)之和，c 可以表示為

2.2.3 頻偏估計(jì)及GMSK 解調(diào)

前導(dǎo)序列T1 和T2(T1=p (n) ·，T2=p (n)·)之間的相位差可計(jì)算頻偏，表示為

因此，提取相位并經(jīng)過(guò)計(jì)算即可以確定頻偏Δf 的數(shù)值。經(jīng)過(guò)頻偏校正后的接收數(shù)據(jù)由GMSK 解調(diào)模塊進(jìn)行解調(diào)。

3 仿真結(jié)果及實(shí)測(cè)結(jié)果

3.1 仿真結(jié)果

3.1.1 頻偏估計(jì)性能分析

頻偏估計(jì)偏差較大會(huì)直接影響通信效果。前導(dǎo)序列提供的時(shí)間同步精度和頻偏估計(jì)精度需要在GMSK 可糾錯(cuò)范圍內(nèi)。影響頻偏估計(jì)準(zhǔn)確度的因素主要有信噪比(Signal－to－Noise Ratio，SNR)和時(shí)間同步準(zhǔn)確性。

首先，GMSK 調(diào)制器和解調(diào)器對(duì)頻偏的敏感性如圖4(a)所示。GMSK 可以容忍一定范圍內(nèi)的頻偏估計(jì)誤差，［－4 Hz，+5 Hz］內(nèi)的頻率差別下，GMSK 解碼誤碼率不受影響。

其次，分別考慮信噪比和時(shí)間同步引起的頻偏估計(jì)誤差。在10 Hz外加頻偏時(shí)，考慮存在和不存在時(shí)間同步誤差兩種情況下T1 和T2 計(jì)算得到的頻偏誤差，圖4(b)所示為頻偏誤差隨信噪比的變化。從圖4(b)可看出，10 Hz外加頻偏下，時(shí)間同步會(huì)引入更大的頻偏估計(jì)誤差，尤其是在信噪比較低的信道環(huán)境下，如3 dB下，時(shí)間同步額外造成1 Hz頻偏估計(jì)誤差。系統(tǒng)在射頻線直連或短距離無(wú)線環(huán)境下的信噪比下限約為8 dB，在圖4(b)中，8 dB以上的信道頻偏估計(jì)誤差小于0.5 Hz，根據(jù)圖4(a)，對(duì)于GMSK 解碼不會(huì)造成影響。

8 dB信噪比情況下，考慮不同外加頻偏下(0～30 Hz，間隔為1 Hz)頻偏估計(jì)誤差隨外加頻偏的變化，結(jié)果如圖4(c)所示。從圖4(c)可看出，兩條曲線的差值不超過(guò)0.2 Hz，可見(jiàn)時(shí)間同步的準(zhǔn)確性較高;兩條曲線距離0 水平線差值最大時(shí)為0.5 Hz，基本不影響GMSK 解調(diào)，可見(jiàn)前導(dǎo)序列計(jì)算頻偏的準(zhǔn)確度也較高。

隨著信噪比降低，T1、T2 計(jì)算得到的頻偏方差增大。在不同信噪比下，頻偏估計(jì)均值與方差隨信噪比的變化曲線如圖4(d)所示，在8 dB下頻偏估計(jì)均值約為0，方差約為2，完全可以滿足GMSK 解碼器的頻偏估計(jì)精度要求。

圖4 頻偏估計(jì)分析Fig.4 Analysis of frequency offset estimation

3.1.2 同步性能分析

理想信道情況下，時(shí)間同步的相關(guān)圖如圖5(a)所示，分段短訓(xùn)練序列累加形成多峰，第一個(gè)峰值強(qiáng)度最高。從仿真結(jié)果可見(jiàn)，主峰和副峰間隔明顯，峰值差異大，主峰位置易于辨認(rèn)。

時(shí)間同步所計(jì)算得到的頻偏為－0.862 9 Hz(外加0 Hz頻偏時(shí))，在GMSK 對(duì)頻偏估計(jì)的容錯(cuò)范圍內(nèi)。圖5(b)表示在不同信噪比仿真下，使用本文收發(fā)流程下GMSK 調(diào)制解調(diào)的誤碼率。在目前使用的短波通信系統(tǒng)中，鏈路層使用ALE 協(xié)議完成自動(dòng)鏈路建立，物理層使用MIL－STD－188－110 系列定義的波形完成同步。在物理層上，本文是首次提出訓(xùn)練序列分段插入幀結(jié)構(gòu)的同步方式，目的是通過(guò)訓(xùn)練序列的相關(guān)值累加快速完成同步。

圖5 系統(tǒng)仿真結(jié)果Fig.5 Simulation results

3.2 實(shí)測(cè)結(jié)果

按照上文所述流程，在實(shí)際系統(tǒng)上進(jìn)行收發(fā)測(cè)試。發(fā)送端在發(fā)送計(jì)算機(jī)上進(jìn)行GMSK 調(diào)制、成幀、數(shù)字上變頻，數(shù)字信號(hào)經(jīng)計(jì)算機(jī)聲卡數(shù)模轉(zhuǎn)換，由發(fā)送電臺(tái)射頻端輸出。模擬電臺(tái)選擇USB 調(diào)制方式分別將信號(hào)調(diào)至中頻，接收模擬短波電臺(tái)去除載頻后，基帶接收信號(hào)由計(jì)算機(jī)聲卡進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，數(shù)字信號(hào)送入接收端數(shù)字解調(diào)器還原原始信息。短波信道為電臺(tái)間使用射頻線直連的直連信道或電臺(tái)間的無(wú)線信道。將解調(diào)輸出與原始數(shù)據(jù)作對(duì)比計(jì)算誤碼率。

實(shí)測(cè)中的時(shí)間同步與仿真中的時(shí)間同步類(lèi)似，幀結(jié)構(gòu)的峰值定位明顯，主峰和副峰數(shù)目完整。實(shí)測(cè)中發(fā)現(xiàn)旁瓣增益加大，這是由信道噪聲引起的合理現(xiàn)象。根據(jù)相關(guān)峰值確定時(shí)間同步后，可以根據(jù)T1 和 T2 計(jì)算頻偏。實(shí)測(cè)中得到的頻偏為－6.891 6 Hz(二維搜索法得到的頻偏為－6 Hz)。如果想要達(dá)到計(jì)算法所計(jì)算出的精度，二維搜索法需要設(shè)定較小的步長(zhǎng)，增加了運(yùn)算的復(fù)雜度，因此使用計(jì)算法是更優(yōu)的頻偏估計(jì)方法。仿真結(jié)果顯示，在－6.891 6 Hz的頻偏校正下，GMSK 解調(diào)誤碼率為零。在射頻線直連實(shí)測(cè)環(huán)境下，約1 h內(nèi)采集到1600 幀，每一幀的解碼結(jié)果均為零誤碼。在室內(nèi)環(huán)境下，兩臺(tái)短波電臺(tái)分別匹配天條和定向天線，進(jìn)行約1 m距離的無(wú)線實(shí)測(cè)，約1 h內(nèi)采集1074 幀，結(jié)果顯示1074 幀下共有3 幀出現(xiàn)誤碼，誤碼率分別為0.003 8、0.011、0.011，3 幀誤碼屬于突發(fā)性誤差，系統(tǒng)平均誤碼率低于10－5，系統(tǒng)數(shù)據(jù)率約為782 b/s。在數(shù)字化短波通信中，數(shù)據(jù)率根據(jù)不同場(chǎng)景有不同的選擇，低至75 b/s，高至120 kb/s(MIL－STD－188－110C 寬帶通信)。低數(shù)據(jù)率的優(yōu)勢(shì)在于可應(yīng)用在溫和信道條件下，同時(shí)對(duì)信道SNR 的要求較低，如600 b/s與2400 b/s達(dá)到相同通信質(zhì)量時(shí)，600 b/s所要求的SNR 比2400 b/s所要求的SNR 低10 dB 左右。實(shí)測(cè)結(jié)果表明本文提出的通信方案可以實(shí)現(xiàn)短波語(yǔ)音或數(shù)據(jù)信號(hào)的傳輸，即實(shí)現(xiàn)了模擬短波電臺(tái)的數(shù)字化改造。

4 結(jié)束語(yǔ)

本文利用現(xiàn)有的模擬短波電臺(tái)，在發(fā)射端和接收端匹配數(shù)字處理模塊。與已有研究工作的不同在于，本文利用計(jì)算機(jī)聲卡作為數(shù)模接口，通過(guò)將發(fā)送端和接收端簡(jiǎn)化為便攜計(jì)算機(jī)來(lái)實(shí)現(xiàn)模擬電臺(tái)的數(shù)字化功能。本文特別針對(duì)短波通信特性使用一種新的幀結(jié)構(gòu)完成時(shí)間同步和頻偏估計(jì)，仿真結(jié)果和實(shí)測(cè)結(jié)果都證明了現(xiàn)有通信方案的可行性和準(zhǔn)確性。本文為模擬電臺(tái)的數(shù)字化提供了一種合理有效的改造方案，所提出的幀結(jié)構(gòu)適合低數(shù)據(jù)率下的短波通信。對(duì)于高數(shù)據(jù)率下的短波通信，需要在穩(wěn)定短波信道下，研究使用更高階調(diào)制或者利用寬帶頻譜資源。

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