馬世娟，王 建，邵 凱，鄭 貴，司海峰

(電子科技大學(xué) 電子工程學(xué)院，成都 611731)

1 引言

喇叭饋源具有加工簡單、方向性好、增益高等優(yōu)點，因而被廣泛應(yīng)用于反射面天線中。在反射面天線中放置小型化寬帶饋源可以減小遮擋效應(yīng)，提高口徑效率，提高雷達(dá)分辨率，是提高反射面天線系統(tǒng)性能的關(guān)鍵部件［1］。饋源喇叭的交叉極化、駐波比、邊緣照射電平等不同程度地影響著天線的增益，其中口徑分布決定遠(yuǎn)場輻射方向圖，因而對反射面天線影響較大［2］。因此，選擇合適的邊緣照射電平可以提高反射面天線的口徑效率與增益。

早期的反射面天線主要采用四喇叭單脈沖饋源或十二喇叭單脈沖饋源，但這些饋源的和差矛盾突出，前饋對電磁波的遮擋較大，天線效率低，副瓣電平高［3］。四喇叭三模單脈沖饋源［4］雖然較好地緩解了饋源的和差矛盾，但因大口徑饋源對反射面天線的遮擋效應(yīng)造成副瓣電平被抬高，影響天線的輻射性能。文獻(xiàn)［4］設(shè)計了一種多喇叭多模饋源并討論了相位中心的問題，同時將計算所得的遠(yuǎn)場方向圖與測量結(jié)果做了對比。文獻(xiàn)［5］驗證了魔T 可以拓寬饋源的工作帶寬，并對雙模喇叭單脈沖饋源進(jìn)行設(shè)計，利用魔T 的寬帶特性進(jìn)行改進(jìn)，使饋源的帶寬由5%提到19%，但是，并未驗證天線相對帶寬的改善性能。文獻(xiàn)［6－7］設(shè)計前置饋源單反射面天線，盡管降低了反射面天線的設(shè)計復(fù)雜度，但是前置雙饋源增加了天線口面的遮擋效應(yīng)，且對雙饋源的相位同步要求較高。文獻(xiàn)［8－9］針對衛(wèi)星通信設(shè)計了波束寬度為4°的Ku/Ka 雙頻段多模式單脈沖跟蹤卡塞格倫天線系統(tǒng)，但是該雙反射面天線饋源的和差比較器結(jié)構(gòu)復(fù)雜且體積較大。文獻(xiàn)［10－11］設(shè)計了極化扭轉(zhuǎn)卡塞格倫天線系統(tǒng)，其饋源采用傳統(tǒng)的四喇叭結(jié)構(gòu)［10］、五喇叭結(jié)構(gòu)［11］，盡管各端口駐波比性能較好，但是饋源喇叭方向圖主瓣寬度較寬，副瓣電平較高。

針對上述問題，結(jié)合卡塞格倫雙反射面天線對饋源的要求，本文設(shè)計了一種Ka 頻段寬帶雙口雙模饋源，該饋源采用后饋形式的雙頻段極化扭轉(zhuǎn)技術(shù)簡化支撐結(jié)構(gòu)，減小兩個波端口的遮擋，能夠提高其工作效率，且該饋源具有結(jié)構(gòu)簡單、體積小、饋電簡單、工作頻帶寬、隔離度高等特點。測試結(jié)果表明，設(shè)計滿足卡塞格倫天線對饋源的指標(biāo)要求。

2 饋源設(shè)計

本文設(shè)計的Ka 頻段寬帶雙口雙模卡塞格倫反射面天線饋源由和差比較器、過渡波導(dǎo)段、檢測波導(dǎo)、模生成器和饋電器組成。為檢測饋源工作性能，在過渡波導(dǎo)段安裝檢測波導(dǎo)裝置。Ka 頻段饋源結(jié)構(gòu)模型如圖1 所示。

圖1 Ka 頻段饋源模型Fig.1 The model of Ka－band feed

Ka 頻段寬帶雙口雙模饋源利用模生成器提供所需的TE10模和TE20模，并控制其幅度與相位來產(chǎn)生符合要求的波束。具體工作過程為:天線接收到的信號到達(dá)饋源雙喇叭口后激勵起TE10模和TE20模，TE10模依次經(jīng)過主波導(dǎo)、激勵波導(dǎo)和過渡波導(dǎo)段到達(dá)和差比較器中的E 折疊魔T，相加后從S 和口輸出所需的S 面和信號，相減后從E 差口輸出所需的E 面差信號。TE20模進(jìn)入和差比較器后在兩個H面折疊魔T 的E 壁分別激勵出H 差信號，兩個H 差信號經(jīng)過3 dB電橋后從H 差口輸出所需的H 面差信號。

3 和差比較器設(shè)計

和差比較器是整個饋源結(jié)構(gòu)中重要部分，由一個E 折疊魔T、兩個H 折疊魔T、3 dB電橋和彎波導(dǎo)組成，其中3 dB電橋兩個輸出端口的信號等功分、相位相差180°。為了將設(shè)計的Ka 頻段饋源與文獻(xiàn)［12］中設(shè)計的X 頻段饋源組合成雙頻段饋源，本設(shè)計采用圓環(huán)狀的和差比較器結(jié)構(gòu)，如圖2 所示。

圖2 和差比較器模型Fig.2 The model of sum－difference comparator

針對標(biāo)準(zhǔn)E 折疊魔T 內(nèi)部存在不連續(xù)性問題，通過在E 臂和H 臂處添加過渡階梯抵消由于標(biāo)準(zhǔn)魔T 內(nèi)部存在不連續(xù)性產(chǎn)生的電磁波反射。HFSS仿真結(jié)果表明，E 臂的E 口得到了較好的阻抗匹配。通過在E 折疊魔T 中帶有階梯的圓柱以及添加臺階的方式進(jìn)行優(yōu)化，使得E 口和H 口的駐波特性得到改善。經(jīng)仿真優(yōu)化后其E 口和H 口在中心頻率為f0的絕對帶寬B 為2 GHz范圍內(nèi)駐波比小于1.4，隔離度大于50 dB。

同理，針對標(biāo)準(zhǔn)H 折疊魔T 內(nèi)部存在不連續(xù)性問題，通過在不連續(xù)處放置匹配金屬圓柱銷釘、波導(dǎo)窄邊添加過渡階梯、在H 臂末端的寬邊加入過渡階梯的方法解決阻抗匹配問題。經(jīng)過仿真優(yōu)化，中心頻率為f0的絕對帶寬4 GHz范圍內(nèi)駐波比小于1.6，隔離度大于50 dB，優(yōu)于文獻(xiàn)［5］中設(shè)計的E 折疊魔T 的性能指標(biāo)。

為了降低X 頻段、Ka 頻段組合成雙頻段饋源的體積，采用彎波導(dǎo)設(shè)計了圓環(huán)形的和差比較器，如圖2 所示。采取倒角設(shè)計消除彎波導(dǎo)在拐角不連續(xù)處引起傳輸波的反射，其中，內(nèi)外倒角的關(guān)系為R=r+b(a)，R 表示倒角外半徑，r 表示倒角內(nèi)半徑，b 和a 表示矩形波導(dǎo)的口徑尺寸。經(jīng)過對彎波導(dǎo)的仿真優(yōu)化后，倒角后的彎波導(dǎo)駐波比小于1.014。

將設(shè)計的各結(jié)構(gòu)組合成和差比較器，并對其進(jìn)行仿真優(yōu)化，仿真結(jié)果顯示，在絕對帶寬2 GHz范圍內(nèi)，S 和口、E 差口、H 差口的駐波均小于1.4，E 差口與H 差口之間、H 差口和S 和口之間的隔離度大于55 dB。由于E 差口和S 和口位置靠近引起耦合、魔T 中加入不對稱的調(diào)配結(jié)構(gòu)使魔T 結(jié)構(gòu)的對稱性遭到破壞等原因引起了和差比較器內(nèi)部的不匹配，E 差口和S 和口間的隔離度大于35 dB。

在拋物面天線中，饋源喇叭口徑越小，輻射場波束就越寬，然而在副反射面天線尺寸較大的情況下，要求展寬波束使其達(dá)到拋物面天線要求的邊緣照射電平，因此對饋口進(jìn)行“收口”是必要的。由于特性阻抗不同，在4 個喇叭口與雙喇叭饋電器直接連接后的不連續(xù)處將會產(chǎn)生阻抗失配，駐波系數(shù)變大。采用階梯阻抗變換器設(shè)計饋源過渡波導(dǎo)段結(jié)構(gòu)來解決接口處失配的問題，并采用在過渡段末端加入銷釘，解決階梯結(jié)構(gòu)引入的容性電抗問題。

4 模式生成器設(shè)計

本設(shè)計采用H 模生成器獲得所需的TE10模、TE20模，即主波導(dǎo)連接兩個激勵波導(dǎo)。主波導(dǎo)中傳輸高次模，激勵波導(dǎo)中僅傳輸主模TE10模，根據(jù)高次模傳輸條件計算出主波導(dǎo)的尺寸為10.26 mm×3.2 mm。

當(dāng)兩個激勵波導(dǎo)中傳輸?shù)确嗟腡E10模時，經(jīng)過不連續(xù)面后在上、下兩個喇叭口的主波導(dǎo)內(nèi)分別產(chǎn)生的TE10模合成S 和方向圖;當(dāng)兩個激勵波導(dǎo)中傳輸?shù)确聪嗟腡E10模時，經(jīng)過不連續(xù)面后在上、下兩個喇叭口主波導(dǎo)內(nèi)激勵出的TE20模合成了H 面差方向圖;上面的主波導(dǎo)與下面的主波導(dǎo)傳輸?shù)确聪嗟腡E10模后形成E 面差方向圖。

5 饋電器設(shè)計

設(shè)計饋電器時需綜合考慮X 頻段與Ka 頻段的相互影響，采取在X 頻段與頻段的輻射口之間加了兩個扼流槽的方法來避免沿著輻射口面?zhèn)鞑サ碾姶挪ㄟM(jìn)入到彼此的饋源口中以達(dá)到隔斷感應(yīng)電流的目的。

為了改善X 頻段與Ka 頻段的輻射特性，在輻射口前端添加金屬調(diào)配器結(jié)構(gòu)。在一定范圍內(nèi)，金屬調(diào)配板越大，X 頻段輻射特性越好，但增加金屬調(diào)配板尺寸會對Ka 頻段波的傳播產(chǎn)生遮擋。針對以上結(jié)構(gòu)不能較好地反應(yīng)X 頻段與Ka 頻段的輻射特性的問題，本設(shè)計采用調(diào)配板內(nèi)部開槽的方法改善X/Ka 頻段的輻射特性。饋電器的仿真模型如圖3 所示。經(jīng)仿真優(yōu)化后饋電器在工作頻段內(nèi)的駐波比小于1.45，在不影響X 頻段輻射特性的前提下減小了對Ka 頻段的遮擋從而提高了Ka 頻段的輻射特性。

圖3 饋源端口模型Fig.3 The model of feed port

6 仿真與測試

對圖1 所示的饋源整體進(jìn)行仿真優(yōu)化，工作頻帶內(nèi)的S 和口、H 差口、E 差口3 個端口的駐波比與3 個端口間的隔離度如圖4 所示。3 個端口的駐波比均小于2，3 個端口間的隔離度均大于35 dB。

圖4 饋源各端口仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results of feed ports

組合的X/Ka 頻段饋源用HFSS 軟件建模仿真，如圖5(a)所示。饋源中過渡波導(dǎo)段的直波導(dǎo)長度對整個饋源系統(tǒng)駐波影響較小，故本設(shè)計增加了Ka 饋源中直波導(dǎo)的長度，使Ka 頻段饋源的和差比較器以及過渡波導(dǎo)段均在X 饋源預(yù)留的空間中。同時，X 頻段與Ka 頻段的輻射口在同一個平面 內(nèi)，組成了體積 為311.3 mm× 98.2 mm×67.8 mm的X/Ka 雙頻段饋源，提高了饋源的工作帶寬。饋源實物如圖5(b)所示，饋源輻射口面采用介電常數(shù)為2.2 的介質(zhì)板密封。

圖5 X/Ka 頻段饋源Fig.5 The X/Ka－band feed

用AV3617 標(biāo)量網(wǎng)絡(luò)分析儀對饋源工作頻段內(nèi)各端口的駐波比與端口間的隔離度進(jìn)行測試，在工作頻帶內(nèi)實測的駐波比與3 個端口間的隔離度如圖6 所示。測試結(jié)果表明，3 個端口實測的駐波均小于2，S 和口與H 差口間的隔離度小于－32 dB，S 和口與E 差口間的隔離度小于－25 dB，E 差口與H 差口間的隔離度小于－34 dB，滿足工程指標(biāo)對饋源隔離度的要求。

圖6 饋源各端口測試結(jié)果Fig.6 Test results of feed ports

對設(shè)計的饋源的方位面與俯仰面的和、差歸一化方向圖進(jìn)行測試，其中在中心頻點f0處的測試結(jié)果與仿真結(jié)果如圖7 所示。

圖7 頻率為f0時和、差歸一化方向圖Fig.7 The sum and difference normalized pattern at f0

由圖7 可以看出，方向圖在±60°位置的歸一化增益均在－14～－20 dB范圍內(nèi)，初級歸一化和方向圖的對稱性較理想，方位面歸一化和方向圖的測試結(jié)果與仿真結(jié)果較為一致。仿真的交叉極化歸一化方向圖最大增益為－16 dB，最小增益值偏離±18°為－35 dB。上、下邊頻方位面與俯仰面的和、差歸一化方向圖仿真結(jié)果與實測吻合較好，且交叉極化符合指標(biāo)要求不影響天線工作性能。與文獻(xiàn)［11］設(shè)計的饋源相比，本文設(shè)計提高了饋源的工作頻率范圍，但是由于加工精度及裝配平衡度的影響，饋源俯仰面歸一化和方向圖在負(fù)角度有一定的偏移，方位面歸一化差方向圖在0°附近與仿真結(jié)果的零陷趨勢不一致，且發(fā)生偏移，方位面歸一化和方向圖、俯仰面歸一化差方向圖的測試結(jié)果與仿真結(jié)果較為一致，且差方向圖零值深度均小于－25 dB。

7 結(jié)束語

本文設(shè)計了一種用于極化扭轉(zhuǎn)卡塞格倫天線的Ka 頻段雙口雙模饋源，且可與X 頻段饋源組成雙頻段饋源。該饋源采用圓環(huán)狀的和差比較器，與文獻(xiàn)［8－9］的雙頻段饋源相比，降低了饋源的體積。通過對E 折疊魔T 添加過渡階梯、圓柱銷釘與金屬調(diào)配板等，改善了其阻抗匹配性能，與文獻(xiàn)［5］設(shè)計的E 折疊魔T 相比，提高了工作帶寬。測試結(jié)果表明該饋源的工作帶寬、駐波比、隔離度及增益滿足卡塞格倫天線對饋源設(shè)計的指標(biāo)要求，并得到試驗及測試驗證。

測試過程中發(fā)現(xiàn)，饋源俯仰面歸一化和方向圖在負(fù)角度與仿真結(jié)果相比有一定的偏差，方位面歸一化差方向圖在0°附近與仿真結(jié)果的零陷趨勢不一致，這可能是由于饋源器件加工精度及裝配平衡度造成的，需要進(jìn)一步研究。

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