田 宇，萬曉光，金 曄，高 磊

（上海航天電子技術(shù)研究所，上海 201109）

0 引言

衛(wèi)星通信是保障軍事通信的重要手段之一，但通信衛(wèi)星始終暴露在空中，而且信道是開放的，容易受對方攻擊，因此軍事衛(wèi)星通信中干擾和抗干擾成為了長期關(guān)注的焦點［1］。跳頻信號利用載波頻率的隨機跳變（即跳頻圖案）實現(xiàn)在一個遠大于信號帶寬的帶寬內(nèi)避免干擾。欲完全干擾通信信號，需干擾整個帶寬內(nèi)相當(dāng)大部分才能成功。直接序列擴頻與跳頻抗干擾技術(shù)結(jié)合是目前針對核心鏈路進行保護的優(yōu)選方案［2］。該技術(shù)中信號的載波頻率是跳變的，而每跳又是一個直接序列擴頻信號，因每跳本身已是頻譜展寬信號，進一步跳頻展寬后總信號頻譜寬度將明顯增加。采用這種混合技術(shù)加大了同步技術(shù)的難度，也增加了接收機對寬帶信號的適應(yīng)能力要求。

與地面應(yīng)用不同，衛(wèi)星通信除收發(fā)環(huán)節(jié)存在通道（如濾波器）的群延時畸變外，還受電離層電子密度的影響［3－4］。但之前的研究較多的用于導(dǎo)航系統(tǒng)，偏重于對固定頻點信號的影響，針對寬帶跳擴系統(tǒng)的分析并不充分［5－6］。對需要對抗強電磁干擾的應(yīng)用環(huán)境，要求對寬帶直擴跳頻信號進行多跳信號相干累積以最大程度提高抗干擾增益，而群延時畸變將導(dǎo)致載波相位隨跳頻信號載波頻率而變，造成相干積分損失。研究其對直擴跳頻體制的影響，分析其可能造成的性能損失，為體制驗證提供理論分析支持，具有重要的意義。為此，本文對群時延波動對衛(wèi)星寬帶直擴跳頻通信性能影響進行了分析。

1 信道群延時特性分析

導(dǎo)致衛(wèi)星通信鏈路中的群延時不一致主要因素有兩個。一是濾波器，因頻率分割及通道保護，通常在收發(fā)機端口設(shè)置腔體濾波器進行濾波處理，造成群延時變化。二是電離層效益，即所謂電離層折射誤差。

由濾波器造成的群延時波動一般在數(shù)十納秒量級，具體由于濾波器使用頻段和帶寬的不同而存在差異，精確計算需根據(jù)設(shè)計原型進行仿真［6］。某S波段腔體濾波器（通帶約30MHz）的群延時仿真特性如圖1所示。由圖可知：其延時在通帶內(nèi)呈U形分布，在中心頻率位置最小，在邊緣位置最大，呈現(xiàn)出非線性特性，在帶寬范圍內(nèi)延時波動約20ns。對帶寬更寬的濾波器，其延時波動將相應(yīng)減小。

圖1 腔體濾波器群延遲Fig.1 Typical group delay of cavity filter

常用電離層折射誤差t表征電離層影響，粗略計算常采用簡化模型

磁通切換電動機的研究方法主要包括有限元法和等效磁路法等方法。下面主要通過對永磁型磁通切換電動機的的研究方法發(fā)展，來了解磁通切換電動機的分析方法。

式中：CTEC為電子濃度；c為光速；f為 載波頻 率［4］。對更精確的電離層延遲估計有較多的研究成果，但本文主要考慮群延時對接收機的影響，直接在較大的電子濃度下進行分析，不考慮其改正模型。

根據(jù)信號傳輸中對無失真?zhèn)鬏數(shù)囊?，若要求信號不產(chǎn)生任何失真，則須在信號的全部頻帶內(nèi)系統(tǒng)的幅值響應(yīng)為一常數(shù)，相位特性曲線為一通過遠點的直線［7］。若要求其不出現(xiàn)相位失真，則要求其群延時特征τ為常數(shù)，即

湖北河湖“病狀”的“病因”是多方面的，有特殊的省情、水情等自然原因，也有管理體制障礙、行政法規(guī)缺位等原因，更有歷史發(fā)展階段的人類生產(chǎn)生活因素的負面影響等，多種因素相互交織，使得河湖健康問題棘手而迫切。

式中：ω為信號頻率；φ（ω）為經(jīng)傳輸系統(tǒng)后信號的相位旋轉(zhuǎn)。

中國管理科學(xué)研究院研究員吳興杰從中美貿(mào)易戰(zhàn)的背景切入，以《基于中美貿(mào)易戰(zhàn)的鄉(xiāng)村振興戰(zhàn)略的思想創(chuàng)新》為題，重點對鄉(xiāng)村振興戰(zhàn)略的思想創(chuàng)新進行了研究，提出：鄉(xiāng)村振興戰(zhàn)略的重點和難點在中西部落后鄉(xiāng)村，東部特別是沿海鄉(xiāng)村要實現(xiàn)從富起來到強起來再到美起來。鄉(xiāng)村振興戰(zhàn)略要從政治訴求轉(zhuǎn)化為發(fā)展的內(nèi)在邏輯進而落地的關(guān)鍵是思想的創(chuàng)新，即哲學(xué)創(chuàng)新。規(guī)避鄉(xiāng)村振興“上熱下冷→外熱內(nèi)冷→表熱實冷”的關(guān)鍵，是解決誰來干和怎么干這兩大核心問題，防止樣板化、錯位化與非農(nóng)化而偏離其正軌。

由圖1、式（1）可知：由于濾波器和電離層的影響，通道內(nèi)群延時不為常數(shù)，將導(dǎo)致不同頻段信號通過信道后相位發(fā)生不同相角的旋轉(zhuǎn)。需對影響因素進行定量分析，以明確其對系統(tǒng)性能的影響

在信號捕獲階段，由于尚未同步，接收機一般用相干積分結(jié)合非相干積分的方法獲得增益。相位畸變雖然對相干積分造成影響，但在非相干積分情況下，各跳間的相位差異對積分結(jié)果不造成影響，因此信道畸變對性能的影響有限。

2 信道群延遲畸變對寬帶直擴跳頻頻信號影響

2.1 誤差特性與影響

2.1.1 誤差特性

2.2.1 相位誤差構(gòu)成

圖2 典型收發(fā)系統(tǒng)Fig.2 Typical transceiver system

在此簡化模型中，引起線性系統(tǒng)信號失真的因素可分為兩種：一是系統(tǒng)對信號中各頻率分量幅值產(chǎn)生不同程度的衰減，造成各頻率分量相對幅值的變化；另一是系統(tǒng)對各頻率分量產(chǎn)生的相移不與頻率成正比，造成各頻率分量在時間軸上的相對位置發(fā)生變化，引起相位失真。

比較文學(xué)是超過一國范圍之外的文學(xué)研究，并且研究文學(xué)和其它知識及信仰領(lǐng)域之間的關(guān)系，例如藝術(shù)(如繪畫、雕刻、建筑、音樂)、哲學(xué)、歷史、社會科學(xué)(如政治、經(jīng)濟、社會學(xué))、自然科學(xué)、宗教等等。質(zhì)言之，比較文學(xué)是一國文學(xué)與另一國文學(xué)或多國文學(xué)的比較，是文學(xué)與人類其他表現(xiàn)領(lǐng)域的比較。[1]9

因直擴跳頻系統(tǒng)每跳都是寬帶擴頻信號，同時基于擴頻信號本身的特性，對帶內(nèi)的幅值波動有較強的對抗能力，因此本文主要對相位進行分析。

由此，忽略式（3）中第二、四項后，當(dāng)需在m跳間進行相干累積時，其累積結(jié)果

2.1.2 主要影響

若是凌薇心里沒鬼，就會發(fā)現(xiàn)那里根本不是殯儀館。而是郊區(qū)一棟只修了兩層樓的爛尾樓，被安安和梁誠掛滿黑色的布幔，當(dāng)然一個貌似焚化爐的鐵皮盒子也是必備的。

式中：Ai為第i個頻點位置的幅值響應(yīng)。由式（6）可知：因Ai的波動較小，對φcarrier的提取可簡化為在相位噪聲下對未知相位的提取。因跳頻圖案為近似隨機，故緩變的群延時相位誤差在隨機跳頻圖案的作用下，表現(xiàn)為在全頻率范圍內(nèi)隨機分布的特性。當(dāng)m較大時，累積結(jié)果將趨近于全頻率范圍內(nèi)各頻點相移矢量的合成，即矢量均值。在各頻點幅值頻率響應(yīng)較平坦時，其相干積分增益將進一步簡化為相移角度的疊加，式（6）可變?yōu)?/p>

歸化與異化，是根據(jù)譯者不同的文化立場而呈現(xiàn)出的兩種翻譯策略。歸化采取目的語所習(xí)慣的表達方式來傳達原文的內(nèi)容，當(dāng)源語中出現(xiàn)目的語中的文化盲點或是有文化差異時，要用跨文化的詞語來轉(zhuǎn)換成讀者熟悉的文化形象，便于目的語讀者理解，避免引起誤解。而異化，則盡可能地在翻譯時遷就外來文化的語言特點，保留譯出語的語言和文化差異，其目的是開拓譯出語的文化形象色彩，在風(fēng)格和其他方面突出原文本之“異”[3]，多采用源語的表達方式。

職業(yè)教育應(yīng)該是“以市場需求為導(dǎo)向，以就業(yè)為指導(dǎo)思想，以崗位技能為中心”的課程教學(xué)。模塊化教學(xué)以培養(yǎng)學(xué)生的創(chuàng)新能力和動手操作能力為主，能啟發(fā)學(xué)生的創(chuàng)造性思維，使學(xué)生通過完成模塊來學(xué)習(xí)知識和提高技能，培養(yǎng)學(xué)生的創(chuàng)新能力，以形成能適應(yīng)工作崗位計算機操作的實訓(xùn)技能。

在跟蹤解調(diào)階段，對有較高抗干擾要求的通信系統(tǒng)，通常需在多跳間進行相干累積以最大程度提高系統(tǒng)增益。此時，跳與跳之間，由于不同頻段的群延時不一致，將體現(xiàn)出不同的相位關(guān)系，造成累加增益損失，該部分損失將造成性能門限，限制通信系統(tǒng)的容量。因此，需對跟蹤階段該項畸變造成的影響進行分析。

2.2 理論分析

典型收發(fā)系統(tǒng)組成如圖2所示。系統(tǒng)中，混頻、天線均可視為寬帶系統(tǒng)。結(jié)合實際工程應(yīng)用，考慮直擴跳頻系統(tǒng)的輸出為一恒包絡(luò)信號，而地面和星載功放考慮降額及交調(diào)，一般會將實際工作點在P－1基礎(chǔ)上進一步回退，也具有較好的交調(diào)特性。發(fā)射端的數(shù)字基帶調(diào)制和接收端的AD采樣有較寬的工作帶寬，選擇合適的器件可有效防止數(shù)模轉(zhuǎn)換過程中的誤差。此外，針對跳擴系統(tǒng)，其擴頻特性對非線性分量的抑制能力較強，因此可將收發(fā)系統(tǒng)近似為線性系統(tǒng)，即所有失真均不產(chǎn)生新的頻率分量，以簡化分析。

對直擴跳頻系統(tǒng)的相位誤差組成進行定量分析。進入跟蹤階段后，需要估計的參數(shù)包括頻率誤差和相位誤差。殘余相位誤差由四部分構(gòu)成，即

2.2.2 相位誤差特性

式中：φcarrier為接收機與信號間的載波相位偏差；φfreq＿hop為跳頻同步誤差引入的初始相位偏差；Δt為本地跳頻時刻與發(fā)射端跳頻時刻的同步誤差，即碼跟蹤誤差，超前為正，滯后為負；Δf為前一跳減去當(dāng)前跳的頻率差；φgroup＿delay為當(dāng)前頻點的群延時造成的相位偏差；fn為當(dāng)前跳的載波頻率；Dgroup－delayn為當(dāng)前跳頻點的群延時值；φdopplor為一跳內(nèi)由多普勒造成的相對相位變化；Δω為接收機載波與接收信號載波間的頻率差，不同頻點上的Δω各異［8－9］。當(dāng)群延時為線性時，第三項為固定值；當(dāng)群延時存在波動時，將出現(xiàn)相位變化。

測試程序為：快速攪拌10 s（960 r/min）使樣品充分分散，而后以160 r/min的速率進行粘度測定。樣品在50 ℃保溫1 min，然后在7.5 min內(nèi)勻速加熱到95 ℃，保溫5 min，保溫階段結(jié)束后在7.5 min內(nèi)勻速降溫到50 ℃，最后50 ℃保溫2 min。得到糊化溫度、峰值粘度、最終粘度、崩解值和回生值。

由式（3）可知：第一項為收發(fā)兩端固有的載波相位誤差，該誤差由收發(fā)兩端中心載波的相位誤差造成，當(dāng)頻率同步完成后，對每跳均為常數(shù)，為緩變量；第二項是收發(fā)兩端由跳頻同步誤差造成的累積相位誤差，其誤差隨同步誤差和跳頻間隔而變，每跳均有變動，為時變量；第三項為由通道群延時特性造成的跳與跳間的相位畸變，每跳均存在差異；第四項為多普勒效應(yīng)造成的相位變化。四類誤差量的特性不同。φcarrier是載波相位偏差，相位跟蹤需要修正的誤差；φfreq＿hop為跳頻同步誤差與跳間頻差的乘積，在應(yīng)答機尚未完成精確的碼同步之前，該項誤差較大，當(dāng)超過2π時，誤差將不可測定；φgroup＿delay取決于群延時特性；φdopplor僅與星地間相對速度、星地鐘差有關(guān)。綜合后，第一至三項均為絕對誤差，在一跳信號內(nèi)不再發(fā)生變化，第四項為相對誤差，在整一跳內(nèi)隨時間而變。

綜上，即使完成了頻率和相位跟蹤，針對相干解調(diào)和多跳間相干積分，第二及第三項誤差仍會存在，故需對這兩項相位誤差進行進一步分析。

基于機器學(xué)習(xí)的生命體征監(jiān)測系統(tǒng)可以分為四大模塊[2]：數(shù)據(jù)采集模塊、數(shù)據(jù)管理模塊、網(wǎng)絡(luò)通信模塊、預(yù)測與分析模塊。

式（3）中第二項誤差的直接產(chǎn)生原因是跳頻同步誤差。當(dāng)收發(fā)端的跳頻時刻存在Δt的偏差時，由于頻率切換時刻不同，導(dǎo)致在Δt的時間內(nèi)收發(fā)兩端載波偏差為Δf，由此相位出現(xiàn)變化。該項誤差取決于跳頻同步精度和最大跳間頻差。對擴頻系統(tǒng)，其同步誤差一般小于碼片寬度的1%［9］。一個擴頻速率10MHz，最大頻差100MHz的跳頻系統(tǒng)的φfreq＿hop＝2π×100×106×10－7×10－2＝0.2π。考慮該項誤差中的Δt可近似為高斯白噪聲，且在穩(wěn)定跟蹤時其均值為0，因此經(jīng)多跳累積，該項誤差將逐步降低。同時，跳頻系統(tǒng)中跳間間隔一般均小于最大頻差，因此該項誤差在實際應(yīng)用中還會進一步降低，將隨多跳累積迅速收斂，不會影響接收機提取跟蹤誤差。

式（3）中第三項由兩個因素決定，一是通道的群延時波動，二是信號的載波頻率。某S波段中心頻點為2.3GHz，帶寬為160MHz的衛(wèi)星通信系統(tǒng)，由圖1和電離層延遲公式，其群延時可簡化建模為

式中：Dfreq＿Tec，Dfreq＿filter分 別 為 電 離 層 延 遲 和 濾 波 器群 延 時，且Dfreq＿Tec（f）＝ 40.28CTEC／（cf2），Dfreq＿filter（f）＝｛80／（82－abs（f－f0））｝。濾波器群延時可用類似雙曲線的延遲曲線近似，以模擬通帶兩端迅速擴大的畸變效益。式（5）中的延時曲線具有較大的線性分量（常數(shù)分量），該項分量實際上是共同的延時，分析時需扣除。考慮在頻帶范圍內(nèi)，群延時的變化較平坦，為簡化運算，直接將中心頻點的群延時作為共同延時進行扣除。最后，將延時轉(zhuǎn)換為相位旋轉(zhuǎn)，由此可得頻率相位

式中：fcenter為中心頻點頻率。

根據(jù)前文分析，第三項誤差在實現(xiàn)精密的跳頻同步和載波同步后仍存在，因此分析該誤差對信號解調(diào)信噪比（SNR）的影響，是分析跟蹤和解調(diào)環(huán)節(jié)性能的關(guān)鍵。

相位畸變的主要來源是濾波器和電離層。信道中的寬帶環(huán)節(jié)，如混頻和放大電路也會引入一定的群延時不一致，但相對濾波器和電離層，這些環(huán)節(jié)造成的影響不是主導(dǎo)性的。因此，本文主要分析濾波器和電離層的影響。

接收機主要功能是對信號進行捕獲和跟蹤，需分析其受相位畸變的影響。

式中：fmin，fmax分別為最低跳頻頻點和最高跳頻頻點；為Ai的均值。當(dāng)進行跳與跳間的相干累積時，其最終的相干積分增益將下降。考慮跳頻為近似隨機，其最終積分幅值和方差分別為

式中：Hbit為每比特的跳頻點數(shù)。在頻點隨機選擇前提下，不同頻點位置的相位旋轉(zhuǎn)近似為高斯型的相位噪聲，方差是全頻段相位矢量方差除以每比特累積的頻點數(shù)。因此，即使在不存在白噪聲的情況下，其輸出結(jié)果也呈現(xiàn)出一定的相位噪聲，其SNR可粗略用均值和方差表示為

企業(yè)簽約服務(wù)模式適用于后方陸域狹小和未建設(shè)船舶污染物接收設(shè)施的碼頭。因為多數(shù)碼頭在建設(shè)階段，通常僅考慮港口生產(chǎn)、人員生活產(chǎn)生的污染物的接收和處置，沒有考慮營運期船舶污染物的接收情況；老舊碼頭新建船舶污染物接收處置設(shè)施多數(shù)受場地制約。船舶污染物接收單位主要接收船舶殘油、含油污水和船舶垃圾。企業(yè)簽約服務(wù)模式是目前主流的模式，具有企業(yè)負擔(dān)小的優(yōu)點。如莆田的東吳和秀嶼港區(qū)由莆田市海神船務(wù)有限公司負責(zé)含油污水的接收工作。

至此，得到了相位畸變對解調(diào)SNR影響的定量計算式。由其表達式，因去線性后的群延遲相位響應(yīng)隨跳頻頻率而變，形成了相干積分的信噪比上限。因此，即使接收機對信號的頻率、載波和跳頻時刻進行了理想的估計，全頻率范圍內(nèi)的相干累積仍將造成矢量相互抵消的效果，造成相干積分輸出信噪比顯著下降。

竹葉青酒是以中國清香型名酒——汾酒為基酒，以竹葉、當(dāng)歸、陳皮、梔子、砂仁、檀香、丁香等十余味名貴中藥材的浸泡液為基礎(chǔ)配制而成的一種露酒。常年適量飲用，可以達到調(diào)和臟腑、疏氣養(yǎng)血、消火消痰、解毒利尿、健脾滋肝等功效，曾被國家衛(wèi)生部連續(xù)3次頒發(fā)“中國名酒”稱號。竹葉青酒酒體穩(wěn)定，金黃微翠，清澈透明，具有藥材芳香并兼有汾酒清香，諸香和諧，入口甜、落口綿、醇厚爽口、余味悠長。前期相關(guān)研究主要是對竹葉青酒功能研究和化學(xué)成分含量的分析，而未涉及竹葉青酒的氣味特征的分析。

2.3 仿真驗證

對中心頻點2.3GHz，帶寬為160MHz的通信系統(tǒng)，用式（4）、（5）仿真計算相位延，當(dāng)僅包含電離層延時時（CTEC＝1×1018），所得其帶內(nèi)不同頻點的相移特性如圖3所示。當(dāng)濾波器有延時時，所得結(jié)果如圖4所示。由圖4可知：濾波器延時加劇了帶內(nèi)群延時的相位旋轉(zhuǎn)影響。

圖3CTEC＝1×1018時帶內(nèi)相位畸變Fig.3 In-band phase error whenCTEC＝1×1018

圖4CTEC＝1×1018時加入濾波器后帶內(nèi)相位畸變Fig.4 In-band phase error including filter effect whenCTEC＝1×1018

據(jù)此相位－頻率相應(yīng)曲線，并依理想的幅頻曲線，構(gòu)建得到延遲濾波器頻率曲線如圖5所示。比較后發(fā)現(xiàn)：由于濾波器的設(shè)計誤差，導(dǎo)致幅值和相位響應(yīng)出現(xiàn)了一定的波動，相位頻率響應(yīng)也與要求值存在一定差異，但該濾波器較好地模擬了帶內(nèi)不同頻段的相位相應(yīng)差異，不對仿真結(jié)果造成結(jié)論性的影響。其幅值響應(yīng)波動不超過0.5dB，與實際帶通系統(tǒng)較接近。

根據(jù)假設(shè)條件，建立仿真驗證系統(tǒng)如圖6所示，分析信道對信號的實際影響。

圖5 群延遲模擬濾波器幅頻響應(yīng)Fig.5 Amplitude／phase-frequency response of filter designed by Matlab

圖6 仿真系統(tǒng)Fig.6 Simulation system

需注意的是，跳頻序列的產(chǎn)生需關(guān)注其頻點分布的均勻性，否則將對仿真的結(jié)果造成影響。為便于仿真，選擇以中心頻點對稱的正負64MHz頻點128個作為信號的跳頻中心頻點，每一跳采擴頻點數(shù)為320，每次相干累積對100個頻點積分輸出，并統(tǒng)計其輸出SNR。由此，理論上，不存在信道群延時畸變時，其解調(diào)增益為10lg（320×100）＝45dB［10－11］。存在信道畸變時，由式（4）、（5）、（9）分別可得到考慮不同電離層效應(yīng)、以及考慮濾波器影響的SNR上限計算結(jié)果為：無信道畸變時解跳解擴后理論SNR上限45dB；CTEC＝1×1018，無濾波器的SNR上限31.764dB；CTEC＝5×1018，無濾波器的SNR上限14.506dB；CTEC＝0，有濾波器的SNR上限26.037dB。實際仿真結(jié)果如圖7～11所示。

圖7 無信道畸變時解調(diào)SNR理論與仿真結(jié)果Fig.7 Theoretical and simulation result under ideal channel

圖8CTEC＝1×1018時解調(diào)SNR上限與仿真結(jié)果Fig.8 SNR threshold and simulation result underCTEC＝1×1018

圖9CTEC＝5×1018時解調(diào)SNR上限與仿真結(jié)果Fig.9 SNR threshold and simulation result underCTEC＝5×1018

由圖7可知：信道無畸變時，解調(diào)SNR與理論計算基本吻合，可充分利用跳頻帶來的增益。由圖8可知：隨著輸入SNR的增加，解調(diào)SNR輸出未能如無信道畸變時線性提升，而是逐步向理論上限逼近。由圖9可知：CTEC＝5×1018時門限效應(yīng)更明顯，當(dāng)輸入SNR大于－20dB后，解調(diào)SNR的增加極緩慢，出現(xiàn)了明顯的門限效應(yīng)。由圖10可知：與電離層影響類似，在接近理論輸出上限后無電離層也呈現(xiàn)明顯的門限效應(yīng)，輸出SNR不再線性上升，而是逐步逼近理論上限。由圖11可知：在濾波器和電離層同時作用下，其解調(diào)信噪比曲線和性能上限均較單獨作用時有所惡化。

仿真結(jié)果說明，在信道存在群延時畸變的條件下，將形成解調(diào)SNR門限效應(yīng)。若對信道群延時畸變不進行估計和校正，將對寬帶直擴跳頻系統(tǒng)的抗干擾能力和通信容量造成直接影響。

圖10 僅有濾波器時解調(diào)SNR上限與仿真結(jié)果Fig.10 SNR threshold and simulation result under cavity filter effect

圖11CTEC＝1×1018時考慮濾波器影響時解調(diào)SNR上限與仿真結(jié)果Fig.11 SNR threshold and simulation result underCTEC＝1×1018and cavity filter effect

3 結(jié)束語

本文根據(jù)寬帶直擴跳頻系統(tǒng)的實際應(yīng)用環(huán)境，分析了信道群延遲畸變的產(chǎn)生原因，并依此建立了群延遲畸變模型。根據(jù)直擴跳頻系統(tǒng)的實際信號處理流程，分析了相位誤差組成，建立了解調(diào)誤差與通道群延遲之間的相互關(guān)系，并依此計算了信道畸變條件下的解調(diào)SNR門限，給出了信道影響下解調(diào)SNR上限的定量計算式。仿真結(jié)果驗證了理論分析內(nèi)容。結(jié)果顯示，由于電離層效益和通道濾波器影響，寬帶寬內(nèi)的群延遲波動將影響寬帶直擴跳頻系統(tǒng)解調(diào)信噪比，形成解調(diào)SNR門限，從而造成抗干擾能力和通信容量的下降。系統(tǒng)設(shè)計時，需約束通道的群延時波動，并在接收機算法中考慮群延時估計和補償措施。

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