米勝男，鄧 磊，曲志昱，司偉建

(1．哈爾濱工程大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院，哈爾濱 150001； 2．上海無(wú)線電設(shè)備研究所，上海 200090)

基于數(shù)字信道化的雷達(dá)信號(hào)調(diào)制類型識(shí)別

米勝男1，鄧 磊2，曲志昱1，司偉建1

(1．哈爾濱工程大學(xué) 信息與通信工程學(xué)院，哈爾濱 150001； 2．上海無(wú)線電設(shè)備研究所，上海 200090)

在寬帶數(shù)字信道化處理的基礎(chǔ)上對(duì)線性調(diào)頻信號(hào)、二相編碼信號(hào)和四相編碼信號(hào)三種典型的脈沖壓縮雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行識(shí)別。從便于工程實(shí)現(xiàn)的角度出發(fā)，采用一種由粗到細(xì)的方法。通過(guò)設(shè)置一定的帶寬門(mén)限值，粗識(shí)別為線性調(diào)頻信號(hào)和相位編碼信號(hào)兩大類，再采用8點(diǎn)累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)法，通過(guò)相位跳變累加值的不同，實(shí)現(xiàn)對(duì)相位編碼信號(hào)的細(xì)識(shí)別。仿真結(jié)果表明，該方法可實(shí)現(xiàn)對(duì)低截獲概率體制雷達(dá)信號(hào)的調(diào)制類型識(shí)別。

低截獲概率雷達(dá)； 數(shù)字信道化； 調(diào)制類型識(shí)別； 線性調(diào)頻信號(hào)； 相位編碼信號(hào)

0 引 言

現(xiàn)代電磁環(huán)境日益復(fù)雜，特別是在低截獲概率體制的脈沖壓縮雷達(dá)出現(xiàn)后，要求數(shù)字接收機(jī)具有大動(dòng)態(tài)范圍、大帶寬、實(shí)時(shí)性、靈活性、高靈敏度等特點(diǎn)。數(shù)字信道化接收機(jī)能夠很好地滿足上述要求，并已在雷達(dá)信號(hào)接收、電子對(duì)抗等領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。要想可靠地識(shí)別低截獲概率雷達(dá)，需要對(duì)該類信號(hào)進(jìn)行脈內(nèi)識(shí)別分析。這對(duì)現(xiàn)代雷達(dá)電子對(duì)抗中的反輻射導(dǎo)彈導(dǎo)引頭對(duì)脈沖壓縮雷達(dá)信號(hào)的截獲和跟蹤實(shí)現(xiàn)具有重要的現(xiàn)實(shí)意義。目前主要的識(shí)別方法有譜相關(guān)法、時(shí)-頻分析法、小波變換法和時(shí)域倒譜法[1-5]等，但這些方法運(yùn)算量大，硬件難以實(shí)現(xiàn)，實(shí)際應(yīng)用價(jià)值不大。所以，本文以工程實(shí)際應(yīng)用為背景，在數(shù)字信道化的基礎(chǔ)上對(duì)線性調(diào)頻(LFM)信號(hào)和相位編碼(PM)信號(hào)采用一種由粗到細(xì)的識(shí)別方法。

1 數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)

1.1 信道劃分

在現(xiàn)實(shí)中的信號(hào)均為實(shí)信號(hào)，由于實(shí)信號(hào)頻譜的對(duì)稱特性，在對(duì)實(shí)信號(hào)進(jìn)行處理時(shí)考慮一半頻譜信息即可，在(0,fs/2)(其中fs為采樣頻率)范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)對(duì)信道的均勻劃分，為保證整個(gè)覆蓋帶寬內(nèi)無(wú)盲區(qū)，信道的劃分采用50%交疊的濾波器組，如圖1所示。

圖1 均勻信道化劃分方式

1.2 高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)

采用高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)[6]實(shí)現(xiàn)數(shù)字均勻信道化，其原理框圖如圖2所示。

圖2 高效數(shù)字信道化接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖

高效數(shù)字信道化接收結(jié)構(gòu)將處于某一中心頻率的寬帶信號(hào)進(jìn)行K個(gè)信道的均勻劃分，首先進(jìn)行M倍的抽取以降低信號(hào)速率，接著進(jìn)行經(jīng)過(guò)插值的多相濾波器處理，最后進(jìn)行IFFT和下變頻處理，信道輸出v0[n]和vM[n]為實(shí)數(shù)，其他信道輸出為復(fù)數(shù)，由IFFT性質(zhì)可知vl[n]與vK-l[n](1≤l≤K/2-1)互為共軛形式，即所有信道輸出有一半是獨(dú)立的，所以只考慮前K/2個(gè)信道即可。

實(shí)現(xiàn)對(duì)1 500 MHz帶寬的均勻信道劃分，為了滿足一定的靈敏度要求，選取32個(gè)信道的均勻劃分，每個(gè)信道為46.875 MHz，并在每個(gè)子信道上進(jìn)行16倍的抽取。經(jīng)過(guò)上述高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)的處理可以得到有效信號(hào)的I，Q分量信息，進(jìn)一步對(duì)該基帶信息進(jìn)行脈內(nèi)分析處理，實(shí)現(xiàn)對(duì)脈內(nèi)調(diào)制類型的識(shí)別。

2 雷達(dá)信號(hào)特征分析

線性調(diào)頻信號(hào)有大的瞬時(shí)帶寬，具有高距離分辨率和高運(yùn)動(dòng)目標(biāo)檢測(cè)特性等優(yōu)點(diǎn)，因此是脈沖壓縮雷達(dá)、合成孔徑雷達(dá)等系統(tǒng)廣泛采用的一種信號(hào)形式。相位編碼雷達(dá)信號(hào)因良好的抗干擾特性和低截獲概率等優(yōu)勢(shì)，近年來(lái)得到廣泛關(guān)注和研究，是目前被廣泛應(yīng)用的脈沖雷達(dá)壓縮信號(hào)。按照編碼形式的不同，相位編碼信號(hào)主要分為二相編碼信號(hào)(BPSK)、四相編碼信號(hào)(QPSK)、多項(xiàng)式編碼信號(hào)等形式。

2.1 線性調(diào)頻信號(hào)調(diào)制特征分析

線性調(diào)頻信號(hào)[7]具有小峰值功率、大時(shí)寬帶寬積的特點(diǎn)，這些都為提高雷達(dá)的距離分辨率奠定了基礎(chǔ)。

LFM信號(hào)的解析表達(dá)式為

s(t)=Aexp[j2π(f0t+1/2kt2+φ0)]

(1)

式中：A為信號(hào)幅度；f0為初始頻率；k為調(diào)頻斜率；φ0為初始相位。由于瞬時(shí)相位的導(dǎo)數(shù)是瞬時(shí)頻率，所以LFM信號(hào)的瞬時(shí)頻率可以表示為

fi=f0+kt

(2)

式中：k為頻率變化斜率。故線性調(diào)頻的脈內(nèi)特征是頻率被線性調(diào)制。

輸入線性調(diào)頻信號(hào)仿真參數(shù)設(shè)置：調(diào)頻斜率k=5×1012Hz/s； 帶寬B=20 MHz； 初始頻率f0=10 MHz； 采樣頻率fs=50 MHz； 信噪比13 dB。線性調(diào)頻信號(hào)頻譜如圖3所示。

圖3 LFM信號(hào)頻譜

從仿真頻譜圖可以看出，線性調(diào)頻信號(hào)具有接近矩形的馬鞍狀幅頻特性，且其幅頻寬度近似等于信號(hào)的調(diào)制帶寬。

2.2 相位編碼信號(hào)調(diào)制特性分析

相位編碼信號(hào)[8-9]是雷達(dá)信號(hào)經(jīng)常采用的一種調(diào)制編碼形式，由于超低的截獲概率、極小的雷達(dá)峰值發(fā)射功率、工程技術(shù)簡(jiǎn)單且實(shí)現(xiàn)方便而被廣泛采用。

相位編碼信號(hào)的解析形式為

s(t)=Aexp{j[2πf0t+πCd(k)+φ0]}

(3)

式中：A為信號(hào)幅度；f0為信號(hào)載頻；φ0為初始相位；Cd(k)為相位編碼函數(shù)。當(dāng)Cd(k)=[0,1]時(shí)，相位編碼信號(hào)為BPSK信號(hào)； 當(dāng)Cd(k)=[0,1/2,1,3/2]時(shí)，相位編碼信號(hào)為QPSK信號(hào)。

本文中BPSK信號(hào)采用的13位Bark碼[1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1]； QPSK信號(hào)采用16位Frank碼[1，1，1，1，1，2，3，4，1，3，1，3，1，4，3，2]。輸入仿真參數(shù)設(shè)置：載頻f0=5 MHz； 采樣頻率fs=50 MHz； 碼元寬度1 μs； 信噪比13 dB。分別得到BPSK信號(hào)和QPSK信號(hào)的頻譜如圖4～5所示。

圖4 BPSK信號(hào)頻譜

圖5 QPSK信號(hào)頻譜

由圖可知，BPSK信號(hào)和QPSK信號(hào)具有一定的頻譜寬度，是由于相位調(diào)制引起的信號(hào)帶寬的擴(kuò)展。與圖3相比，可以明顯看出調(diào)相信號(hào)的頻譜寬度要比調(diào)頻信號(hào)的頻譜寬度小很多，可以根據(jù)該特性進(jìn)行調(diào)相和調(diào)頻信號(hào)的分類。

3 雷達(dá)信號(hào)調(diào)制類型識(shí)別

根據(jù)高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)輸出的I，Q分量信息進(jìn)行雷達(dá)信號(hào)的調(diào)制類型識(shí)別[10-11]，根據(jù)第2節(jié)仿真結(jié)果的頻譜特征，采用一種先粗分類再細(xì)分類的識(shí)別方法[12-13]。首先由傅里葉變換[14]計(jì)算得到3 dB帶寬，設(shè)置一定的3 dB帶寬閾值Bth，將不大于3 dB帶寬閾值Bth的信號(hào)識(shí)別為PM信號(hào)； 大于3 dB帶寬閾值Bth的信號(hào)識(shí)別為線性調(diào)頻信號(hào)。其中，3 dB帶寬閾值Bth可以根據(jù)第2.1節(jié)的頻譜特性仿真進(jìn)行設(shè)定，調(diào)相信號(hào)的頻譜寬度很小，而調(diào)頻信號(hào)的帶寬約為信號(hào)的調(diào)制帶寬。因此3 dB帶寬閾值Bth可以在大于調(diào)相信號(hào)的3 dB帶寬且小于調(diào)頻信號(hào)的3 dB帶寬范圍內(nèi)取值，然后對(duì)PM信號(hào)進(jìn)行進(jìn)一步的細(xì)識(shí)別。本文采用累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)[15]的方法來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)BPSK信號(hào)和QPSK信號(hào)的細(xì)識(shí)別。雷達(dá)信號(hào)調(diào)制類型識(shí)別框圖如圖6所示。

圖6 雷達(dá)信號(hào)調(diào)制類型識(shí)別框圖

3.1 累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)

由于相位編碼信號(hào)相位的跳變點(diǎn)會(huì)引起瞬時(shí)頻率的跳變，造成信號(hào)瞬時(shí)頻率在碼元跳變的位置出現(xiàn)一個(gè)沖擊函數(shù)，除此之外的其他地方均為信號(hào)的載頻。

將相位編碼信號(hào)進(jìn)行瞬時(shí)自相關(guān)[15]，設(shè)R(t,τ)為信號(hào)的瞬時(shí)自相關(guān)函數(shù)，表達(dá)式為

(4)

假設(shè)信號(hào)s(t)到信號(hào)s(t+τ)發(fā)生相位突變，可以依次取等間隔的時(shí)間延時(shí)τ。τ在一個(gè)編碼周期內(nèi)，分別取不同時(shí)刻信號(hào)的相位值，進(jìn)行相位差運(yùn)算，再對(duì)不同時(shí)刻的相位差進(jìn)行做差運(yùn)算，然后進(jìn)行時(shí)域累加。相位的突變可以由多次疊加而增強(qiáng)，因此可降低對(duì)信噪比的要求。上述過(guò)程的離散形式可表示為

(5)

式中：k為正整數(shù)； L為累加次數(shù)，L=8；Δφ(n)為不同時(shí)刻的相位差。針對(duì)BPSK信號(hào)，x(n)理論上應(yīng)該有一種值； 針對(duì)QPSK信號(hào)，x(n)理論上應(yīng)該有兩種不同的值。

3.2 基于累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)的相位編碼信號(hào)識(shí)別仿真分析

寬帶數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)輸入端仿真參數(shù)設(shè)置：輸入脈寬為20μs的相位編碼信號(hào)； 碼元寬度為0.2μs； 載頻f0=1 000MHz； 采樣頻率fs=1 500MHz； 信噪比13dB。其中，BPSK信號(hào)采用13位的Bark碼；QPSK信號(hào)采用16位的Frank碼。為了增強(qiáng)相位的突變值，對(duì)瞬時(shí)自相關(guān)進(jìn)行8點(diǎn)累加。BPSK信號(hào)和QPSK信號(hào)的8點(diǎn)累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)仿真結(jié)果如圖7～8所示。

圖7BPSK信號(hào)8點(diǎn)累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)結(jié)果

圖8QPSK信號(hào)8點(diǎn)累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)結(jié)果

從圖7～8的仿真結(jié)果可以看出，在通過(guò)寬帶數(shù)字信道化接收機(jī)處理得到I，Q分量的基礎(chǔ)上，進(jìn)行8點(diǎn)累加時(shí)域瞬時(shí)自相關(guān)增強(qiáng)了相位突變值，并且BPSK信號(hào)和QPSK信號(hào)的跳變值類型不同，BPSK信號(hào)有一種跳變值，QPSK信號(hào)有兩種跳變值，該仿真結(jié)果對(duì)第3.1節(jié)算法進(jìn)行了驗(yàn)證。同時(shí)可以看出，QPSK信號(hào)較大的跳變值和BPSK信號(hào)的跳變值大小相同，因此可以根據(jù)仿真結(jié)果跳變值的不同范圍進(jìn)行跳變值門(mén)限的設(shè)定，設(shè)置一個(gè)較大的跳變值門(mén)限Bthu和一個(gè)較小的跳變值門(mén)限Bthl。其中，Bthu在QPSK信號(hào)兩個(gè)不同的跳變值之間取值，Bthl在0到QPSK信號(hào)的較小的跳變值范圍內(nèi)取值。在觀測(cè)時(shí)間內(nèi)分別統(tǒng)計(jì)累加結(jié)果中大于Bthu的跳變值個(gè)數(shù)Cu和大于Bthl的跳變值個(gè)數(shù)Cl，當(dāng)Cu=Cl時(shí)，識(shí)別為BPSK信號(hào)，否則識(shí)別為QPSK信號(hào)。

4 結(jié) 論

首先采用高效數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)進(jìn)行寬帶信號(hào)檢測(cè)處理得到有效信號(hào)的I，Q分量信息，接著采用一種先粗分類再細(xì)分類的識(shí)別方法對(duì)該基帶信號(hào)進(jìn)行調(diào)制類型識(shí)別，主要實(shí)現(xiàn)了現(xiàn)實(shí)雷達(dá)環(huán)境中應(yīng)用比較廣泛的線性調(diào)頻信號(hào)、BPSK信號(hào)和QPSK信號(hào)的識(shí)別。仿真表明，該方法通過(guò)合適的門(mén)限值設(shè)置即可先實(shí)現(xiàn)粗分類再細(xì)分類，運(yùn)算量較小，便于硬件實(shí)現(xiàn)，對(duì)寬帶數(shù)字接收機(jī)后續(xù)信號(hào)處理具有一定的工程指導(dǎo)意義。

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·簡(jiǎn)訊·

雷神公司的相控陣技術(shù)——封裝

在20世紀(jì)80年代，很多機(jī)載AESA使用密封殼體(通常是鋁)，玻璃/金屬氣密RF和直流(DC)連接器。不過(guò)，應(yīng)用于UHF地基雷達(dá)的AESATRM密封而不氣密，這限于其巨大的尺寸。許多器件都采用無(wú)焊劑焊條(如金-錫)安裝在陶瓷載體上。這些載體包含離散雙極晶體管、場(chǎng)效應(yīng)晶體管或簡(jiǎn)單的微波集成電路(MIC)。由于載體和外殼的熱膨脹系數(shù)(CTE)不匹配，載體需要使用螺釘固定在外殼上。這種模塊不僅大，復(fù)雜而且成本高，但是成功應(yīng)用于第一代采用基本頻率放大和發(fā)射的固態(tài)相控陣?yán)走_(dá)(SSPA)上。有源器件熱產(chǎn)生區(qū)域和冷卻系統(tǒng)的多個(gè)接口對(duì)模塊的封裝、可靠性和可替換策略有重要影響。X波段的機(jī)載模塊尺寸為1.5×5.2×0.5英寸，而UHF模塊尺寸至少要翻倍。

20世紀(jì)90年代的主要技術(shù)推動(dòng)放在模塊、陣列降低成本和提高性能方面。MMIC技術(shù)的進(jìn)步催生了更大功率和更多片上功能的芯片，從而減少了每個(gè)模塊的芯片數(shù)目。新的更大容量的MMIC、采用陶瓷饋入的低CTE殼體、離子純模附著粘結(jié)劑和良好特性的厚膜，使模塊進(jìn)入了下一代。這種為機(jī)載和地面雷達(dá)研制的模塊，采用了自動(dòng)化裝配方法，比以前模塊的尺寸要小得多。

這些MMIC模塊被封裝成磚塊風(fēng)格的收/發(fā)集成多通道模塊(TRIMM)。MMIC模塊、RF和DC電路卡和輻射元件使用粘接和緊固件的方式組合到鋁冷板上面。MMIC、RF和集成電路卡、輻射元件的集成采用帶狀連接器來(lái)取代剛性連接器。剛性連接器的消除降低了裝配的成本和重量。

氣密模塊封裝的下一步演化是多通道模塊的研發(fā)，例如高度瓷磚模塊——4通道標(biāo)定數(shù)字設(shè)計(jì)變種1(HTM4Mk1)。HTM4Mk1模塊由包括含有RF電路的多層高溫薄膜陶瓷(HTTC)基底、帶有DC和邏輯電路的多層厚膜基底以及將兩個(gè)基底連接成一個(gè)封裝的插件。HTM4Mk1設(shè)計(jì)使得4個(gè)完整的收/發(fā)(T/R)功能做進(jìn)一個(gè)1×1英寸的封裝中。

多通道模塊封裝的進(jìn)一步發(fā)展帶來(lái)了單塊多層HTTC基底和帶有科瓦鐵鎳鈷合金環(huán)框架和蓋板的銅鉬熱板，進(jìn)而降低了成本和重量。HTM4模塊演變成了如今所謂的瓷磚模塊。瓷磚模塊在不同的面(相對(duì)的面)上含有RF和DC輸入和輸出，這些輸入和輸出被集成x-y矩陣的陶瓷陣列。模塊、輻射喇叭和控制電路的集成采用了彈簧銷(xiāo)連接器而不是更傳統(tǒng)的RF連接器或引線連接，從而帶來(lái)了陣列集成的簡(jiǎn)化。

AESA的下一步封裝演化是開(kāi)發(fā)不依賴T/R功能氣密封裝的陣列。無(wú)模塊的TRIMM被開(kāi)發(fā)出來(lái)，其RF和DC布線采用先進(jìn)的射頻(PWB)來(lái)完成。印刷布線板技術(shù)已發(fā)展到這樣的程度：高性能的射頻(RF)疊層和傳統(tǒng)的DC疊層可以整合在一起，形成適合于AESA的多通道基底。這些基于TRIMM的陣型列初期包含的通道數(shù)在4～60之間。這些TRIMM主要由多層的RF/DCPWB和一些混合的SMT器件、芯片和RF器件構(gòu)成?；卓梢园椛淦骷?，也可包含一些簡(jiǎn)單的非密封RF連接器。對(duì)初期裝置的環(huán)境保護(hù)主要是通過(guò)密封殼體來(lái)實(shí)現(xiàn)。對(duì)于后續(xù)的系統(tǒng)，雷神公司正著手開(kāi)發(fā)涂層技術(shù)，以便去除對(duì)密封殼體的需求。

整合先進(jìn)印刷電路輻射單元的電路卡插件用于縮減TRIMM的天線深度。電路卡插件方法基于層疊技術(shù)構(gòu)成陣列，具有結(jié)構(gòu)薄、質(zhì)量輕的特點(diǎn)。先進(jìn)射頻、DC印刷布線板技術(shù)可用于形成子陣列，通道單元數(shù)量可達(dá)到1000以上。一般來(lái)說(shuō)，包含射頻組件的倒裝或直立子卡用于CCA構(gòu)架。子卡通常可采用機(jī)械式或SMT焊接技術(shù)整合到一個(gè)包含DC分布網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)、電容或者其他器件的大的母板卡。喇叭、射頻、DC、控制層、冷卻板等通過(guò)機(jī)械方法固定在一起構(gòu)成單個(gè)CCA子陣列。利用子陣列可構(gòu)成所需任意大小的全陣列。基于氮化鎵(GaN)的單片微波集成電路(MMIC)需要采用新的封裝方法以適應(yīng)越來(lái)越高的工作電壓和熱負(fù)載需求。基于氮化鎵(GaN)的大功率T/R模塊(TRM)有利于降低陣型列結(jié)構(gòu)大小和單元數(shù)量，但會(huì)帶來(lái)每個(gè)模塊史無(wú)前例的大功率和需要散發(fā)的熱負(fù)載問(wèn)題。正是由于上述原因，采用具有更好的傳導(dǎo)率新材料，發(fā)展了新一代封裝技術(shù)，這些新材料包括：混合金屬?gòu)?fù)合材料、基于納米材料的熱接口材料、超高散熱冷卻板。

(趙毅寰 天 光)

Recognition of Radar Signals Modulation Type Based on Digital Channelization

Mi Shengnan1，Deng Lei2，Qu Zhiyu1，Si Weijian1

(1．College of Information and Communication Engineering，Harbin Engineering University，Harbin 150001，China；2. Shanghai Radio Equipment Research Institute，Shanghai 200090，China)

On the basis of wideband digital channelized processing, linear frequency modulation signal, biphase shift keying signal and quadrature phase shift keying signal which are three typical pulse compression radar signals are recognized. From the perspective of facilitating project implementation, a method that from coarse recognition to fine recognition is adopted. By setting a certain bandwidth threshold, coarse recognition is performed as the linear frequency modulation signal and phase shift keying signal. Adopting an 8 points cumulative time-domain instantaneous autocorrelation, through the difference in phase jump accumulative values, the fine recognition to phase shift keying signal is implemented. The simulation results show that this method can realize the modulation type recognition of low probability of intercept radar.

low probability of intercept radar; digital channelization； modulation type recognition； linear frequency modulation signal； phase shift keying signal

10.19297/j.cnki.41-1228/tj.2016.06.013

2016-05-03

航空科學(xué)基金項(xiàng)目(201401P6001); 中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金項(xiàng)目(HEUCF150804)

米勝男(1990-)，女，河南安陽(yáng)人，碩士研究生，研究方向?yàn)閷拵盘?hào)檢測(cè)與識(shí)別。

TN911.23

A

1673-5048(2016)06-0061-05