同步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁電流放大器研究

張洪濤，吳世君

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同步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁電流放大器研究

張洪濤1，吳世君2

(92132部隊(duì)25分隊(duì)，山東青島 266000；92337部隊(duì)，遼寧大連 116025)

給出了勵(lì)磁電流放大器所使用的Buck電路和電壓雙象限H橋功率主電路的工作原理，并針對(duì)后者分析了兩路中心對(duì)稱(chēng)但占空比不同的PWM實(shí)現(xiàn)三電平工作方式(稱(chēng)為對(duì)稱(chēng)PWM法)，同時(shí)提出了采用兩路占空比相同但具有一定相位差的PWM控制方法以減小電流紋波(稱(chēng)為移相法)。給出了對(duì)稱(chēng)PWM法和移相法兩種方式下的電流紋波計(jì)算公式，指出半周移相(180°移相)時(shí)電流紋波大為減小且?guī)缀醪皇茈娫措妷河绊?。利用Matlab對(duì)勵(lì)磁電流放大器進(jìn)行了仿真，構(gòu)建了以DSP為控制核心的試驗(yàn)平臺(tái)，并進(jìn)行了發(fā)電機(jī)勵(lì)磁調(diào)節(jié)試驗(yàn)。理論分析、數(shù)字仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明，對(duì)不同工況下的紋波大小分析正確有效，試驗(yàn)所采用的勵(lì)磁電流放大器調(diào)節(jié)性能優(yōu)良。

勵(lì)磁電流放大器 電壓雙象限H橋電路 電流紋波 勵(lì)磁調(diào)節(jié) DSP

0 引言

電流放大器主要目的是在線(xiàn)圈繞組中產(chǎn)生大小可控的電流，通常作為控制系統(tǒng)中電流環(huán)的執(zhí)行環(huán)節(jié)[1-2]，廣泛使用于電流加熱器系統(tǒng)、同步發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制等電流控制等場(chǎng)合。將電流功率放大器應(yīng)用到發(fā)電機(jī)勵(lì)磁系統(tǒng)，通過(guò)對(duì)勵(lì)磁電流的控制以實(shí)現(xiàn)對(duì)發(fā)電機(jī)端口電壓的調(diào)節(jié)，稱(chēng)之為勵(lì)磁電流放大器。

隨著電力電子器件的發(fā)展，全控型器件(如IGBT)比半控性器件(如晶閘管)有著控制方便的優(yōu)勢(shì)，全控型器件取代半控型晶閘管已成為電流放大器功率電路的的必然趨勢(shì)[3]。文獻(xiàn)[4]和文獻(xiàn)[5]分別介紹了采用Buck電路和電壓H橋電路作為勵(lì)磁電流放大器主電路，這兩種電路均能實(shí)現(xiàn)輸出電流功能，但這兩種電路又各具特點(diǎn)，本文對(duì)正兩種電路進(jìn)行了分析研究。

電流跟蹤動(dòng)態(tài)特性和輸出電流紋波大小是勵(lì)磁電流放大器主要有兩個(gè)主要指標(biāo)。動(dòng)態(tài)特性指標(biāo)受到控制規(guī)律和控制參數(shù)影響，通過(guò)理論分析配置系統(tǒng)的零極點(diǎn)可以獲得較好的調(diào)節(jié)效果[6-8]。減小輸出電流紋波可以減小感性負(fù)載損耗、提高系統(tǒng)控制精度。本文針對(duì)發(fā)電機(jī)系統(tǒng)的勵(lì)磁電流放大器的電路拓?fù)?、PWM控制策略進(jìn)行了對(duì)比分析。電路拓?fù)浒藛喂軘夭娐?Buck電路)和電壓雙象限H橋電路以及不同的PWM控制方法。

1 采用Buck電路的勵(lì)磁電流放大器

1.1工作原理

圖1為Buck電路電氣原理圖，V為IGBT功率管，D為續(xù)流二極管，R和L為勵(lì)磁繞組的電阻和電感，C為支撐電容。當(dāng)V導(dǎo)通時(shí)，電源U加在負(fù)載上，勵(lì)磁電流I增加，稱(chēng)之為充電階段；當(dāng)V斷開(kāi)時(shí)，勵(lì)磁繞組通過(guò)D續(xù)流，勵(lì)磁電流I減小，稱(chēng)之為放電狀態(tài)。圖2為Buck電路輸出穩(wěn)態(tài)電流波形。

圖2 Buck電路輸出穩(wěn)態(tài)電流波形

設(shè)加在V管子上的PWM脈沖占空比為D，可以得出勵(lì)磁繞組上的平均電壓U和平均電流I分別為

其中I=U/R。根據(jù)阻感性負(fù)載電流計(jì)算公式，輸出電流表達(dá)式為公式(2)所示。

其中，=/為繞組時(shí)間常數(shù)，為負(fù)載初始電流?？紤]到PWM開(kāi)關(guān)周期<<，對(duì)公式(2)進(jìn)行線(xiàn)性化處理，得到

從而求得紋波電流Δ為

由公式(4)可知，電流紋波勵(lì)磁電壓成正比，與開(kāi)關(guān)頻率、負(fù)載電感成反比

分析可知，Buck電路中電流減小主要是通過(guò)續(xù)流過(guò)程完成，具有電流衰減緩慢且不可控制的特點(diǎn)，不能滿(mǎn)足電流快速增加和減小(尤其是減小過(guò)程)的勵(lì)磁調(diào)節(jié)系統(tǒng)中。

2 采用電壓雙象限H橋電路的勵(lì)磁電流放大器

2.1工作模態(tài)分析

電壓雙象限H橋電路結(jié)構(gòu)原理圖如圖3所示。圖3中VT1、VT2均為IGBT，D1、D2為續(xù)流二極管，由于D1和D2的作用，輸出電流只能沿一個(gè)方向流動(dòng)。開(kāi)關(guān)與電阻構(gòu)成放電回路。為直流勵(lì)磁電源，與為平波電感的電感和電阻參數(shù)，為直流支撐電容電壓。

定義VT1和VT2組成的開(kāi)關(guān)函數(shù)(S1，S2)：

根據(jù)(S1,S2)模態(tài)分為以下4種狀態(tài)：

1) (S1,S2)=(1,1)，此時(shí)VT1和VT2導(dǎo)通，加在繞組兩端電壓=，繞組處于充電過(guò)程，勵(lì)磁電流不斷增加。稱(chēng)之為“＋1”狀態(tài)

2) (S1,S2)=(0,1)，VT1截止，VT2導(dǎo)通，加在繞組兩端電壓= 0。勵(lì)磁電流經(jīng)過(guò)VT2和D1自然續(xù)流，電流緩慢減小，稱(chēng)之為“0＋”狀態(tài)。

3) (S1,S2)=(0,0)， VT1和VT2均截止，加在繞組兩端電壓= -，繞組通過(guò)D1、D2向電容C反向充電，勵(lì)磁電流快速減小。稱(chēng)之為“-1”狀態(tài)

4) (S1,S2)=(1,0)，VT1導(dǎo)通，VT2截止，加在繞組兩端電壓= 0。勵(lì)磁電流經(jīng)過(guò)D2和VT1自然續(xù)流，電流緩慢減小，稱(chēng)之為“0-”狀態(tài)。

圖4 電壓雙象限H橋電路四種工作模態(tài)

根據(jù)以上分析，如果VT1和VT2控制脈沖PWM1和PWM2完全相同，(S1，S2)只能取得“+1”狀態(tài)和“-1”兩種狀態(tài)，因此稱(chēng)這種方式為兩電平方式；當(dāng)(S1，S2)取得上述所列出的4種狀態(tài)時(shí)，除了可以存在“+1”狀態(tài)和“-1”外，還可以獲得“0+”和“0-”兩種形式的“0”狀態(tài)，因此稱(chēng)這種方式為三電平控制方式[9-10]。

控制PWM1和PWM2的占空比和相位兩個(gè)要素，可以產(chǎn)生三電平和兩電平的控制效果，其中的兩電平可看成三電平控制方式的一個(gè)特例[11]。

2.2對(duì)稱(chēng)PWM控制工作原理分析

圖5為采用對(duì)稱(chēng)PWM方法的電壓雙象限H橋勵(lì)磁電流放大器輸出電流波形示意圖。PWM1為采用固定占空比的方波，稱(chēng)為參考波；PWM2的占空比可以改變，且兩個(gè)PWM方波在正半波和負(fù)半波均中心對(duì)稱(chēng)，兩個(gè)PWM占空比不同導(dǎo)致出現(xiàn)了四種工作狀態(tài)，實(shí)現(xiàn)了三電平工作方式。本文稱(chēng)之為對(duì)稱(chēng)PWM控制方法。

從圖5(a)可以看出當(dāng)<時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)功率電路出現(xiàn)了“0+”、“+1”、“-1”三種工作模式；從圖5(b)可以看出當(dāng)>時(shí)，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)功率電路出現(xiàn)了“0-”、“+1”、“-1”三種工作模式。可見(jiàn)采用對(duì)稱(chēng)PWM方法實(shí)現(xiàn)了三電平工作方式。無(wú)論是D<還是D>，容易得出負(fù)載的平均電壓和平均電流為

其中，D=+D- 0稱(chēng)為平均占空比，=/，為電源電壓。要獲得≥0，從公式(5)可以得出PWM2的占空比范圍為

從公式(5)可以看出，改變PWM2占空比D可以改變加在負(fù)載上的平均電壓以及負(fù)載電流平均值。

參照公式(2)、(3)中的電流表達(dá)式，可以得到線(xiàn)性化后的電流波動(dòng)峰值I和I計(jì)算公式[12]

求解公式(7)，可以得出

為了加快電流響應(yīng)速度，較大而較小，因此D≈0，公式(9)可以簡(jiǎn)化為

從公式(10)可以看出電流紋波均與勵(lì)磁電壓成正比，與開(kāi)關(guān)頻率和負(fù)載電感成反比。

2.3移相法PWM控制工作原理分析

當(dāng)PWM1和PWM2占空比相同而相位不同時(shí)，輸出電流波形示意圖如圖6和圖7所示。Δ1為“+1”狀態(tài)時(shí)間，“0+”與“0-”狀態(tài)時(shí)間相同且均為Δ0，Δ2為“-1”狀態(tài)時(shí)間。為相位差相對(duì)于周期的比例，其有效范圍為[0,0.5]。當(dāng)=(1-)時(shí)“-1”狀態(tài)作用時(shí)間為零。以=(1-)為界線(xiàn)，將勵(lì)磁電流放大器分為兩種計(jì)算情況。

1) 0 ≤≤( 1-)

按照之前的計(jì)算思路，可以列出對(duì)應(yīng)圖6所示的輸出電流線(xiàn)性方程

2) (1-) ≤≤0.5

(1-) ≤≤0.5時(shí)，H半橋電路只有“+1”和“0”兩種狀態(tài)。這種工況公式(11)中的向量為

從而得到

當(dāng)=0.5時(shí)，紋波ΔI為最小且為

公式(16)反映出半周移相=0.5時(shí)，電流紋波很小且?guī)缀跖c勵(lì)磁電壓無(wú)關(guān)。

公式(15)可以看出，采用移相法時(shí)，電流紋波與和L成反比而與U成正比。從公式(16)可以看出，=0.5時(shí)(半周移相)電流紋波幾乎不受電源電壓影響。

3 仿真及試驗(yàn)分析

3.1勵(lì)磁電流放大器仿真和試驗(yàn)

從上述理論分析可知，電壓雙象限H電路具有控制方式多樣，輸出電流紋波小以及電流減小迅速的優(yōu)勢(shì)，本文針對(duì)電壓雙象限H電路的勵(lì)磁電流放大器進(jìn)行分析。

本文在Matlab中建立了H半橋電流功率放大器仿真模型，并進(jìn)行了仿真研究。

仿真的參數(shù)為：電流輸出指令I=3A，電源電壓= 60 V，阻感負(fù)載=2.0 mH、=1.5，開(kāi)關(guān)頻率=10 kHz。仿真結(jié)果如圖8所示。

試驗(yàn)采用TI公司的DSP處理芯片TMS320F28335為控制核心，以三菱公司的智能模塊PM75RL060中的U、W兩相作為H半橋主電路。電流傳感器(CT)將負(fù)載電流I檢測(cè)后送入DSP的A/D部分[13-14]。閉環(huán)控制及PID控制算法由軟件實(shí)現(xiàn)。實(shí)驗(yàn)電氣連接及電流閉環(huán)控制原理如圖9所示。試驗(yàn)控制參數(shù)與仿真參數(shù)相同。

試壓結(jié)果如圖10所示，可見(jiàn)勵(lì)磁電流放大器均可輸出平均值為3 A的電流，實(shí)現(xiàn)了3 A電流指令的電流輸出功能。表1給出了不同控制方式時(shí)，輸出電流紋波的理論推導(dǎo)、仿真及試驗(yàn)對(duì)比結(jié)果，可以看出結(jié)果較為一致。

3.2發(fā)電機(jī)勵(lì)磁調(diào)節(jié)試驗(yàn)

試驗(yàn)對(duì)象為一臺(tái)整流發(fā)電機(jī)，勵(lì)磁調(diào)節(jié)的目標(biāo)時(shí)在負(fù)載變化過(guò)程中保持發(fā)電機(jī)整流直流側(cè)電壓穩(wěn)定。整流發(fā)電機(jī)由三相同步發(fā)電機(jī)和二極管整流器構(gòu)成，參數(shù)如下：額定功率32 kW，勵(lì)磁繞組電阻35，電感為12.4 H，發(fā)電機(jī)額定電壓為400 VAC，額定勵(lì)磁電流為4.0 A。試驗(yàn)負(fù)載為可調(diào)電阻箱，可調(diào)范圍10~400，通過(guò)快速改電阻箱阻值可以改變發(fā)電機(jī)負(fù)載，負(fù)載變化時(shí)的勵(lì)磁調(diào)節(jié)試驗(yàn)曲線(xiàn)如圖11所示。

表1 輸出電流紋波對(duì)比(Im=3.0A，Dref=0.7)

從圖11的試驗(yàn)波形可以看出，快速改變負(fù)載阻值大小，直流側(cè)電壓基本穩(wěn)定在220 VDC附近?？梢?jiàn)該整流發(fā)電機(jī)勵(lì)磁控制系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和較好的電壓調(diào)節(jié)精度。

圖11 發(fā)電機(jī)負(fù)載變化時(shí)的勵(lì)磁調(diào)節(jié)波形

4 小結(jié)

Buck電路和電壓雙象限H橋電路均能作為勵(lì)磁電流放大器的功率電路拓?fù)?，相?duì)于Buck電路，采用電壓雙象限H橋電路具有控制方式靈活多樣、流動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度快等優(yōu)勢(shì)。針對(duì)電壓雙象限H橋電路，分析并給出了對(duì)稱(chēng)PWM法和移相法條件下的電流紋波理論計(jì)算公式。仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明，采用半周移相的PWM控制方法能夠有效地減小輸出電流紋波。發(fā)電機(jī)勵(lì)磁調(diào)節(jié)試驗(yàn)驗(yàn)證了采用電壓雙象限H橋電路拓?fù)浜桶胫芤葡喾ǖ膭?lì)磁電流放大器具有良好的調(diào)節(jié)性能。

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Research on the Excitation Current Amplifier for the Synchronous Generator

Zhang Hongtao1, Wu Shijun2

(1. Navy of 92854, Qingdao 266000, Shandong, China；2. Navy of 92132, Dalian 116025, Liaoning, China)

The working principle of the Buck and the voltage quadrant H bridge topology for the excitation current amplifier is described, and the method, called symmetrical PWM with two symmetric but different duty ratio pulse width modulation (PWM) is proposed in the paper, which makes the current amplifier work in three-level mode by using a fixed duty PWM signal and a verified duty PWM signal. Meanwhile, a proper control method which is of two same duty ratios PWM signals but different phase is proposed to reduce the current ripple (called shifting phase). The computing function of the current ripple for the shifting phase method shows that there is almost no influence of source voltage at 180 degree phase shifting point. By using a practical DSP (digital signal processor) controlled current amplifier and the generator excitation regulation as an illustrative example, numerical Matlab simulation and experimental method are implemented. Experimental result shows that the ripple computing function is reasonable and the excitation current amplifier in the generator excitation regulation works with an excellent performance.

excitation current amplifier; voltage quadrant H bridge topology; current ripple; excitation regulation; DSP

TM351

A

1003-4862(2016)04-0001-06

2015-10-16

張洪濤(1971-)，男，高級(jí)工程師。研究方向：艦船動(dòng)力系統(tǒng)。

吳世君(1980-)，男，工程師。研究方向：艦船動(dòng)力系統(tǒng)。