孫鶴旭， 張厚升,2， 井延偉

(1.河北工業(yè)大學(xué) 控制科學(xué)與工程學(xué)院，天津 300130；2.山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，淄博 255049)

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電動(dòng)汽車(chē)一體化驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)三相3H橋逆變器的故障相短接容錯(cuò)控制策略

孫鶴旭1， 張厚升1,2， 井延偉1

(1.河北工業(yè)大學(xué) 控制科學(xué)與工程學(xué)院，天津 300130；2.山東理工大學(xué) 電氣與電子工程學(xué)院，淄博 255049)

具有車(chē)載型充電器的電動(dòng)汽車(chē)擁有相互獨(dú)立的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)與電池充電裝置，針對(duì)兩套裝置并不同時(shí)工作，成本高、重量大、占據(jù)空間資源較大等問(wèn)題，提出了一種電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)與充電一體化的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在牽引模式下該一體化拓?fù)涞闹饕?qū)動(dòng)模塊等效于一個(gè)三相3H橋逆變器。研究該逆變器的電壓空間矢量與消除共模電壓的控制策略，分析開(kāi)繞組PMSM在不同坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，給出逆變器發(fā)生橋臂開(kāi)關(guān)管開(kāi)路或者短路故障時(shí)將故障相短接的重構(gòu)拓?fù)渑c容錯(cuò)控制策略，在轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)“重復(fù)控制+PI”的電流內(nèi)環(huán)控制方案，提出一種兩相SVPWM控制策略，分析三相2H橋逆變器電壓矢量狀態(tài)切換過(guò)程，提出一種改進(jìn)的七段式兩相SVPWM控制策略。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，如果三相3H橋逆變器發(fā)生短路故障，一體化系統(tǒng)通過(guò)逆變器的拓?fù)渲貥?gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)PMSM系統(tǒng)的良好運(yùn)行性能。

電動(dòng)汽車(chē)；三相3H橋逆變器；三相2H橋；PMSM；SVPWM；短路故障

0 引 言

環(huán)境污染和能源問(wèn)題日趨嚴(yán)重，使得電動(dòng)汽車(chē)的研究和開(kāi)發(fā)備受廣泛的關(guān)注[1-2]。研究電動(dòng)汽車(chē)高效車(chē)載充電技術(shù)，開(kāi)發(fā)新一代電驅(qū)動(dòng)總成系統(tǒng)勢(shì)在必行。依據(jù)現(xiàn)有的研究成果，具有車(chē)載型充電器的電動(dòng)汽車(chē)的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)和電池充電裝置并不同時(shí)工作，電動(dòng)汽車(chē)在行駛的時(shí)候充電裝置處于閑置狀態(tài)，反之，充電時(shí)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)處于靜止?fàn)顟B(tài)，也就是說(shuō)這兩套變換器并不同時(shí)工作，一套變換器給電池充電用，一套逆變器用于驅(qū)動(dòng)電機(jī)，并且往往變換器中不乏大電容、大電感，這無(wú)疑會(huì)提高電動(dòng)汽車(chē)的成本與重量，浪費(fèi)汽車(chē)的有限空間資源。為此，在保證電動(dòng)汽車(chē)的電池充電特性良好的基礎(chǔ)上，研究電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)與電池充電系統(tǒng)的一體化是具有非常重要的現(xiàn)實(shí)意義的。

目前，國(guó)外的一些研究人員已經(jīng)提出一些不同種類(lèi)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，而且也對(duì)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)與充電系統(tǒng)的一體化進(jìn)行了探索與研究[1]：美國(guó) Gould 公司研制出了第一代交流推進(jìn)系統(tǒng)，主要應(yīng)用于電動(dòng)客運(yùn)車(chē)；法國(guó)的SOFRACI 計(jì)劃也對(duì)一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及控制進(jìn)行了一些研究；意大利的都靈理工大學(xué)電氣工程系研究了電動(dòng)摩托車(chē)的充電系統(tǒng)，并提出一種一體化拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。文獻(xiàn)[3-14]都分別對(duì)電機(jī)驅(qū)動(dòng)的電動(dòng)汽車(chē)一體化混合拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了研究。目前國(guó)內(nèi)針對(duì)這一領(lǐng)域的研究尚處于起步狀態(tài)。

本文提出了一種電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)與充電一體化系統(tǒng)，針對(duì)在牽引模式下的等效三相3H橋逆變器進(jìn)行了分析，著重研究了逆變器發(fā)生故障并使故障相短接時(shí)的重構(gòu)拓?fù)?，設(shè)計(jì)了基于“重復(fù)控制+PI”復(fù)合控制的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制策略，并提出了一種具有容錯(cuò)功能的兩相空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation，SVPWM)控制策略，在分析開(kāi)關(guān)狀態(tài)變化的基礎(chǔ)上，提出了一種改進(jìn)的七段式SVPWM控制策略，并進(jìn)行了仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)與充電一體化拓?fù)渑c控制

圖1為所提出的電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)與充電一體化系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，該系統(tǒng)由以下幾部分組成：一個(gè)兩相并聯(lián)交互式雙向DC/DC變換器，一個(gè)三相3H橋變換器，EMI濾波和保護(hù)電路，電池系統(tǒng)，開(kāi)繞組并中心抽頭的永磁同步電機(jī)，永磁同步電機(jī)(permanent magnet synchronous motor，PMSM)的每相繞組分別與三相3H橋變換器的一個(gè)H橋臂相連。在牽引模式下，該一體化拓?fù)渲黧w等效于一個(gè)三相3H橋逆變器，如圖2所示，重點(diǎn)討論這種模式下橋臂開(kāi)關(guān)管發(fā)生開(kāi)路或者短路故障并使故障相短接時(shí)的容錯(cuò)控制。

1.1 牽引模式

為了描述三相3H橋變換器各開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，用sa1、sa2、sb1、sb2、sc1和sc2來(lái)描述三相3H橋逆變器中各橋臂的開(kāi)關(guān)管工作狀態(tài)?！?1”表示該橋臂中上管導(dǎo)通下管關(guān)斷?！?0”表示該橋臂中上管關(guān)斷下管導(dǎo)通，PMSM的三相相電壓可以表示為

(1)

圖1 電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)與充電一體化系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.1 Integrated traction and charging topology for EV

圖2 一體化系統(tǒng)牽引模式下的三相3H橋逆變電路Fig.2 Three phase 3H bridge inverter in the traction mode

從三相3H橋逆變器的空間電壓矢量可以看出，在這3個(gè)正六邊形中，有且只有組合②對(duì)應(yīng)的電壓矢量中能使電機(jī)的三相電壓之和為零，即零序電壓滿(mǎn)足關(guān)系式：u0=ua+ub+uc=0。對(duì)于產(chǎn)生這些電壓空間矢量的開(kāi)關(guān)組合，由于是兩個(gè)半橋逆變器的電壓空間矢量的疊加，合成的電壓空間矢量對(duì)于整個(gè)系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，是不會(huì)產(chǎn)生共模電壓的。如果采用組合①和③構(gòu)成的正六邊形進(jìn)行SVPWM調(diào)制，由于每一個(gè)電壓空間矢量都會(huì)帶來(lái)零序電壓，進(jìn)而導(dǎo)致每一相電機(jī)繞組中都會(huì)產(chǎn)生零序電流，所以三相電流將不會(huì)再對(duì)稱(chēng)；而且這也會(huì)在同等力矩輸出條件下致使電流幅值額外增加。在參考文獻(xiàn)[15-18]中，作者對(duì)消除3H橋逆變器產(chǎn)生的零序電壓、零序電流分別進(jìn)行了相應(yīng)的研究與分析。

圖3 三相3H橋逆變器的電壓矢量Fig.3 Voltage vector of three phase 3H bridge inverter

1.2 三相3H橋逆變器—PMSM系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型

在驅(qū)動(dòng)與充電一體化系統(tǒng)中，由于將永磁電機(jī)中的定子繞組作為電池充電系統(tǒng)中的濾波電感使用，在牽引模式下，相當(dāng)于將永磁同步電機(jī)的繞組拆分成相互獨(dú)立的三相，且無(wú)中性點(diǎn)連接，在此稱(chēng)之為開(kāi)繞組中心抽頭的PMSM，在牽引模式下，中心抽頭對(duì)系統(tǒng)沒(méi)有影響，如圖4所示，只需研究其開(kāi)繞組結(jié)構(gòu)即可。

圖4 PMSM的繞組等效模型Fig.4 Equivalent model of PMSM winding

PMSM是一個(gè)非線性的、強(qiáng)耦合系統(tǒng)，它的動(dòng)態(tài)方程很難求取，假定PMSM的繞組、磁路完全對(duì)稱(chēng)，忽略鐵芯飽和，渦流損耗、磁滯損耗均忽略不計(jì)，在三相靜止ABC坐標(biāo)系下，由于其結(jié)構(gòu)的變化，致使電機(jī)的數(shù)學(xué)模型也會(huì)發(fā)生變化，三相定子電流不再滿(mǎn)足基爾霍夫電流定律ia+ib+ic=0的約束[19-22]，建立的PMSM電壓方程可以表示為：

(2)

式中:ua、ub、uc表示電機(jī)的三相相電壓；Ra、Rb、Rc為電機(jī)繞組的電阻，且阻值為R=Ra=Rb=Rc；Laa、Lbb、Lcc為繞組自感，且Ls=Laa=Lbb=Lcc；由于假定三相繞組、磁路均對(duì)稱(chēng)，所以三相繞組間的互感值為：Mca=Mac=Mbc=Mcb=Mab=Mba=M；ea、eb、ec代表電機(jī)的三相繞組上產(chǎn)生的反電勢(shì)，可以表示為：

(3)

式中：p為極對(duì)數(shù)；ωm為轉(zhuǎn)子機(jī)械角速度；ψf表示永磁磁鏈；θ為轉(zhuǎn)子的位置角，也就是d軸逆時(shí)針轉(zhuǎn)過(guò)a軸的電角度。傳統(tǒng)的PMSM定子繞組的中性點(diǎn)接在一起，反電動(dòng)勢(shì)中3次諧波成分能夠相互抵消，可以避免在反電動(dòng)勢(shì)中出現(xiàn)3次諧波，使其呈現(xiàn)正弦波形，對(duì)于開(kāi)放式繞組的PMSM來(lái)說(shuō)，三相定子繞組中含有的3次、5次和7次諧波要比傳統(tǒng)PMSM多，在一定程度上會(huì)造成反電動(dòng)勢(shì)波形出現(xiàn)平頂正弦波現(xiàn)象，在此暫不考慮該問(wèn)題對(duì)系統(tǒng)的影響。

開(kāi)繞組PMSM的磁鏈方程為：

(4)

永磁同步電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩Te[17]可以表示為

(5)

開(kāi)繞組永磁同步電機(jī)在三相靜止abc坐標(biāo)系下的轉(zhuǎn)矩方程、運(yùn)動(dòng)方程和常規(guī)的永磁同步電機(jī)一樣。按照坐標(biāo)變換理論，分別對(duì)其進(jìn)行3/2變換、2s/2r變換后，可以得到開(kāi)繞組PMSM在兩相靜止坐標(biāo)系和兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)下的數(shù)學(xué)模型。旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下開(kāi)繞組PMSM的數(shù)學(xué)模型可以描述為

(6)

式中：Ld、Lq為d、q軸的電感，id、iq分別為d、q軸的電流。開(kāi)繞組PMSM在兩相旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的運(yùn)動(dòng)方程和常規(guī)的PMSM一樣。

2 三相3H橋逆變器故障相短接的容錯(cuò)控制策略

對(duì)圖2所示的三相3H橋逆變器，以三相3H橋逆變器的a2橋臂為例，如果a2橋臂發(fā)生單開(kāi)關(guān)管故障(如VT21開(kāi)路故障、VT22短路故障或者VT21短路故障、VT22開(kāi)路故障)，可利用其余開(kāi)關(guān)管使a相繞組立即短接，如圖5所示，這樣即可將故障3H橋逆變器變換為故障相短接的兩相2H橋(全橋)逆變器，可以采用PMSM的兩相SVPWM控制策略。

2.1 故障相短接時(shí)的兩相SVPWM控制策略

三相3H橋逆變器在發(fā)生單開(kāi)關(guān)管的故障后，可將相應(yīng)的故障相短接，構(gòu)成兩相2H橋逆變器，在此仍以3H橋逆變器的a相橋臂故障為例，在a相橋臂開(kāi)關(guān)管短接后，ua=0，等效電路如圖5(c)所示，那么，用開(kāi)關(guān)信號(hào)描述的三相相電壓可以表示為

(7)

由于a相故障短接，ua=0，ia不可控，那么常規(guī)控制所用的SPWM、滯環(huán)PWM等調(diào)制策略將不再適合，在此，可以采用電壓型SVPWM調(diào)制。

圖5 三相3H橋逆變器的故障相短接模式Fig.5 Short circuit fault mode of 3H bridge inverter

在故障a相短接的兩相2H橋逆變器中，由于a相短接電壓為零，故ia不可控，在此通過(guò)兩相SVPWM來(lái)控制電壓矢量，使PMSM的磁鏈為圓形，借助于兩相id=0的矢量控制策略使三相合成的d軸電流為零，來(lái)實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩的控制。圖7給出了兩相id=0的矢量控制策略原理框圖，和傳統(tǒng)id=0的矢量控制策略相比，該控制模式需要對(duì)三相電流進(jìn)行單獨(dú)采樣，而且在合成給定矢量時(shí)所使用到的基本電壓空間矢量也具有不同的開(kāi)關(guān)模式，即2H橋SVPWM調(diào)制模式。

圖6 兩相2H橋逆變器的電壓矢量空間分布圖Fig.6 Voltage vector space distribution of 2H bridge inverter

圖7 兩相SVPWM控制策略原理框圖Fig.7 Two-phase SVPWM control strategy diagram

2.2 基于“重復(fù)控制+PI”的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制策略

開(kāi)繞組PMSM的容錯(cuò)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)實(shí)際上也是一個(gè)速度、電流雙閉環(huán)控制的系統(tǒng)。外環(huán)是速度環(huán)，采用增量式PI調(diào)節(jié)器，內(nèi)環(huán)是電流環(huán)，采用“重復(fù)控制+PI”的復(fù)合控制策略。

重復(fù)控制策略來(lái)源于內(nèi)?？刂?，為了抑制電流的諧波含量，有效的消除由于非線性負(fù)載以及死區(qū)等引起的周期性擾動(dòng)，提高系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)控制精度，重復(fù)控制被廣泛的使用[23]。該控制方法具有較強(qiáng)的魯棒性和良好的穩(wěn)態(tài)輸出，但重復(fù)控制的控制指令一般要滯后一拍才能輸出，對(duì)于本周期內(nèi)的擾動(dòng)起碼要等到下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期才能消除，在當(dāng)前周期，相當(dāng)于處于開(kāi)環(huán)狀態(tài)。對(duì)于純電動(dòng)汽車(chē)來(lái)說(shuō)，運(yùn)行工況相對(duì)復(fù)雜，所以，當(dāng)系統(tǒng)的負(fù)載出現(xiàn)非周期性的變化，如突加(減)負(fù)載、或直流電壓突變時(shí)，系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能往往達(dá)不到設(shè)計(jì)要求。因此設(shè)計(jì)了“重復(fù)控制+PI”的復(fù)合控制策略。如果將重復(fù)控制和PI控制器直接并聯(lián)，這兩個(gè)控制器會(huì)相互影響，導(dǎo)致系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能受到影響，所設(shè)計(jì)的“重復(fù)控制+PI”控制策略是在逆變器系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時(shí)采用重復(fù)控制策略，當(dāng)負(fù)載出現(xiàn)突變或者直流電壓突變時(shí)，在第一個(gè)周波內(nèi)，立即并入電流PI 控制器，加快系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)。由于重復(fù)控制器能在第2個(gè)周期內(nèi)產(chǎn)生相應(yīng)的調(diào)節(jié)作用，因此，為了有效的避免這2個(gè)控制器之間的相互影響，在第一個(gè)周波結(jié)束時(shí)的過(guò)零點(diǎn)，將電流PI控制器的調(diào)節(jié)量清零，使其能平滑退出控制。從而能在不影響重復(fù)控制的穩(wěn)態(tài)性能前提下，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能指標(biāo)?；凇爸貜?fù)控制+PI”的復(fù)合控制策略如圖7所示。

2.3 2H橋逆變器的SVPWM控制

依據(jù)圖6所示的兩相2H橋逆變器的基本電壓矢量在αβ坐標(biāo)平面內(nèi)的分布以及SVPWM的調(diào)制原理，可利用零電壓矢量U0和基本電壓矢量U1～U6調(diào)制出圓形旋轉(zhuǎn)軌跡。

以圖6中的第III扇區(qū)為例，取Ur為參考電壓矢量，可以由和其左右相鄰的基本電壓矢量U1、U2的線性組合來(lái)合成，如圖8所示，參考電壓矢量Ur的αβ坐標(biāo)軸分量表示為

(8)

式中:T表示換相周期，Tx和Ty分別為相鄰兩個(gè)基本電壓矢量的工作時(shí)間，T與Tx+Ty未必相等，其間隙可以用零電壓矢量來(lái)填補(bǔ)，即：T0=T-Tx-Ty。

圖8 電壓空間矢量的線性組合Fig.8 Linear combination of voltage space vector

為了有利于數(shù)字化的實(shí)現(xiàn)，對(duì)于電壓空間矢量的作用次序需要進(jìn)行適當(dāng)?shù)陌才?，可遵循以下原則：1)為了使功率器件的開(kāi)關(guān)次數(shù)最少，要保證每次只切換一個(gè)功率開(kāi)關(guān)器件，盡量降低開(kāi)關(guān)頻率，滿(mǎn)足最小開(kāi)關(guān)損耗；2)為便于DSP的控制，盡量遵照波形對(duì)稱(chēng)的原則；3)等量分配零矢量原則；4)要合理安排電壓空間矢量的作用次序。按此原則設(shè)計(jì)的第III扇區(qū)的電壓空間矢量分配圖如圖9(a)所示。對(duì)于其他扇區(qū)參考電壓矢量的合成與第III扇區(qū)完全類(lèi)似，由此可以得出兩相2H橋逆變器的空間電壓矢量分配和PWM波形，如圖9所示。從圖9中可以看出，每一個(gè)小扇區(qū)的PWM工作波形都分成了五部分，而且均以零矢量U0開(kāi)始和結(jié)束，這種波形的對(duì)稱(chēng)性對(duì)于DSP或者單片機(jī)來(lái)說(shuō)，采用SVPWM調(diào)制是非常方便的。

圖9 兩相2H橋逆變器的五段式SVPWM控制波Fig.9 Five stage SVPWM control waveforms

3 改進(jìn)的兩相SVPWM控制策略

3.1 兩相2H橋逆變器電壓矢量狀態(tài)切換分析

以第III扇區(qū)為例，由圖9(a)可知，當(dāng)開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)變量從狀態(tài)(0001)切換到狀態(tài)(0101)時(shí)，即橋臂b2的開(kāi)關(guān)管由VT42導(dǎo)通切換為VT41導(dǎo)通，此時(shí)，由于sc1一直為狀態(tài)1，所以在切換過(guò)程中，c相的電壓始終保持為-Vdc不變。在死區(qū)時(shí)間段，b相的電壓值ub取決于b向的電流流向，分為兩種情況：

1)當(dāng)ib<0時(shí)，電流沿圖10中的2號(hào)回路流通，續(xù)流二極管VD42、繞組、VT32形成環(huán)流通路，忽略電路中的管壓降，ub=0，此時(shí)電壓矢量為U2。

2)當(dāng)ib>0時(shí)，反并聯(lián)二極管VD41續(xù)流，ub=-Vdc，形成電壓矢量U1，電路中的電流沿圖10中的1號(hào)回路流通。

圖10 死區(qū)期間電流的通路 Fig.10 Current path during the dead time

不難看出，在開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)變量切換過(guò)程中，電壓矢量由U2經(jīng)U1或U2(取決于b相電流ib的實(shí)際方向)變換為U1，這就相當(dāng)于在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期T內(nèi)，在計(jì)算Tx或Ty時(shí)，會(huì)出現(xiàn)2倍于死區(qū)時(shí)間的偏差，在閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)中，我們可以通過(guò)設(shè)計(jì)的控制器進(jìn)行實(shí)時(shí)的調(diào)節(jié)，消除其影響。

對(duì)于扇區(qū)I和扇區(qū)VI，除了所用的兩個(gè)基本電壓矢量以外，插入的死區(qū)時(shí)間還引入另外的電壓矢量。以第I扇區(qū)為例，當(dāng)開(kāi)關(guān)管的狀態(tài)變量在由狀態(tài)(0001)變換到狀態(tài)(1011)的過(guò)程中，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)可能會(huì)導(dǎo)致三相2H橋逆變器輸出4種電壓矢量，即U1、U6、U2和U0。

由此可以看出，在第I扇區(qū)插入死區(qū)時(shí)間的過(guò)程中，同時(shí)還引入了除U2和U3以外的非零矢量U1、U6和U2。這些引入的非零電壓矢量對(duì)合成參考矢量不起作用，通過(guò)分析可知，第VI扇區(qū)也存在這種問(wèn)題，雖然這些非零電壓矢量對(duì)合成參考矢量不起作用，但是他們將會(huì)帶來(lái)嚴(yán)重的死區(qū)效應(yīng)，引起磁鏈的波動(dòng)和電流畸變。

3.2 改進(jìn)的七段式兩相2H橋SVPWM策略

遵循前述電壓空間矢量的作用次序安排原則，對(duì)扇區(qū)I和扇區(qū)VI的作用矢量重新配置。

在扇區(qū)I中，電壓參考矢量由U2、U3和U0合成，由圖9(b)可以看出，第I扇區(qū)的PWM波形在同一時(shí)刻有兩次兩個(gè)信號(hào)同時(shí)變換，這樣就會(huì)在插入死區(qū)時(shí)介入非作用電壓矢量。為了杜絕這些電壓矢量的引入，可在U2至U3、U3至U2的轉(zhuǎn)換過(guò)程中增加零矢量U0，按等量分配零矢量原則，把零矢量U0平均等分成 4份，在U3至U2、U2至U3的切換過(guò)程中分別插入作用時(shí)間為T(mén)0/4的U0矢量，重新配置后第I扇區(qū)的PWM波形如圖11所示，這樣，在死區(qū)插入時(shí)，就不會(huì)引入非作用電壓矢量了，同理，對(duì)第VI扇區(qū)也進(jìn)行類(lèi)似的配置。改進(jìn)后的兩相2H橋SVPWM的控制策略能夠有效的抑制死區(qū)時(shí)間對(duì)合成電壓矢量的不利影響，從而能減少電機(jī)轉(zhuǎn)矩的波動(dòng)。

由兩個(gè)半橋逆變器合成的空間矢量將空間分成六個(gè)區(qū)域，扇區(qū)的分布與傳統(tǒng) SVPWM 相比，相當(dāng)于順時(shí)針旋轉(zhuǎn)了30°，對(duì)其進(jìn)行30°坐標(biāo)系的轉(zhuǎn)換后，首先，依據(jù)給定的電壓參考矢量來(lái)準(zhǔn)確的判斷出其所在的扇區(qū)，其次，計(jì)算基本電壓矢量和零矢量的相應(yīng)合成矢量的作用時(shí)間，此后，就可以根據(jù)各扇區(qū)的SVPWM波形來(lái)計(jì)算相應(yīng)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比了，最后，利用得到的占空比各值與三角波比較并進(jìn)行調(diào)制，就可以得到所需的SVPWM調(diào)制波形。

圖11 改進(jìn)后的第I扇區(qū)的七段式SVPWM波形Fig.11 Improved seven stage SVPWM in sector I

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

對(duì)采用所提控制策略設(shè)計(jì)的三相3H橋逆變器驅(qū)動(dòng)的開(kāi)繞組PMSM系統(tǒng)進(jìn)行了仿真，同時(shí)也對(duì)逆變器在a相橋臂開(kāi)關(guān)管發(fā)生故障并使故障相短接時(shí)的情況進(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

圖12、圖13分別給出了采用改進(jìn)前、改進(jìn)后SVPWM控制策略的電壓矢量軌跡、三相電壓以及轉(zhuǎn)矩的波形對(duì)比圖。由圖12的仿真波形可以看出，改進(jìn)后的控制策略能夠有效的抑制死區(qū)對(duì)合成電壓矢量的影響，從而大大的減小了電機(jī)轉(zhuǎn)矩的波動(dòng)。由圖13的仿真波形可以看出，改進(jìn)前的SVPWM控制策略的電流和轉(zhuǎn)矩有明顯的死區(qū)效應(yīng)，改進(jìn)后的控制策略有效減小了死區(qū)帶來(lái)的電壓畸變，使得轉(zhuǎn)矩的脈動(dòng)也變得非常小。而且從仿真波形也可以看出，該控制策略也能通過(guò)對(duì)三相3H橋逆變器的控制實(shí)現(xiàn)對(duì)開(kāi)繞組PMSM的正常驅(qū)動(dòng)與控制。

圖12 改進(jìn)SVPWM前后電壓矢量的軌跡Fig.12 Voltage vector trajectories with SVPWM modulation

圖13 改進(jìn)前后逆變器的電壓與轉(zhuǎn)矩波形Fig.13 Voltage and torque waveforms of the designed inverter

圖14 故障相短接時(shí)三相電流與零序電流波形圖Fig.14 Three phase current and zero sequence current waveforms when short circuit fault

圖15 故障時(shí)dq軸電流與轉(zhuǎn)矩的變化波形圖Fig.15 dq axis current and torque waveforms when fault

為驗(yàn)證所提出的三相2H橋逆變器容錯(cuò)方案的正確性與可行性，依據(jù)前述理論分析，搭建了三相3H橋逆變器—PMSM永磁同步電機(jī)的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，主要的系統(tǒng)參數(shù)為：給定轉(zhuǎn)速設(shè)為1 000 r/min，負(fù)載轉(zhuǎn)矩為2 N·m，開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz，3H橋逆變器母線電壓取為300 V，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖16所示。

圖16 故障相短接時(shí)三相2H橋逆變器的實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.16 Experiment waveforms of three phase 2H bridge inverter when short circuit fault

圖16給出了故障相短接時(shí)三相2H橋逆變器的a、b相相電壓、相電流的實(shí)驗(yàn)波形圖和b、c相相電壓、相電流的實(shí)驗(yàn)波形圖，由圖16可知，在故障相短接的三相3H逆變器驅(qū)動(dòng)模式下，由于故障相a相被短接，所以a相的相電壓為ua=0，b、c相相電壓的相位差為60°。由此可知，在這種三相2H橋逆變器的重構(gòu)拓?fù)湎?，PMSM能平穩(wěn)的運(yùn)行，從而使所提出的控制策略的正確性、有效性得到了驗(yàn)證。

5 結(jié) 論

本文提出了一種新型電動(dòng)汽車(chē)驅(qū)動(dòng)與充電一體化系統(tǒng)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)并進(jìn)行了分析，在牽引模式下，一體化拓?fù)涞刃С梢粋€(gè)三相3H橋逆變器，建立了PMSM開(kāi)繞組的數(shù)學(xué)模型，分析了三相3H橋逆變器的短接故障形式，在采用轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控制策略的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了一種“重復(fù)控制+PI”的電流內(nèi)環(huán)控制策略，針對(duì)故障相短接的兩相2H橋逆變器提出了一種五段式的兩相SVPWM控制策略，分析了開(kāi)關(guān)狀態(tài)，提出了一種改進(jìn)的七段式兩相SVPWM控制策略，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，電動(dòng)汽車(chē)的一體化系統(tǒng)在牽引模式下，如果三相3H橋逆變器發(fā)生故障并使故障相短接時(shí)，通過(guò)逆變器的拓?fù)渲貥?gòu)，能夠?qū)崿F(xiàn)PMSM系統(tǒng)的良好運(yùn)行。

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(編輯：張 楠)

Tolerant control strategy for 3H bridge inverter short circuit fault of electric vehicle integrated drive system

SUN He-xu1， ZHANG Hou-sheng1，2， JING Yan-wei1

(1.School of Control Science and Engineering，Hebei University of Technology，Tianjin 300130，China; 2.College of Electrical & Electronic Engineering, Shandong University of Technology, Zibo 255049, China)

Electric vehicle (EV) with onboard type of charger has independent motor drive system and battery charging device. The two devices do not operate at the same time. Aiming at the problem such as high cost, heavy, occupying a larger space resource and other issues, an integrated topology of EV traction system and battery charging system was proposed. The integrated traction mode topology was equivalent to a three phase 3H bridge inverter. The voltage space vectors of the inverter and the control strategy of eliminating common mode voltage were studied respectively. The mathematical models in different coordinate systems of the open-end windings PMSM were analyzed. The inverter′s reconstruction topology and fault tolerant control strategy were given when some switch short-circuit fault or open-circuit fault and the faulty phase short-circuit connected. On the basis of speed and current double closed-loop control, a synthesized control strategy combined repetitive control with PI control for the proposed system was introduced. A five stage two phase SVPWM control strategy was proposed. The switching process and state of the three phase 2H bridge inverter were analyzed. An improved seven stage two phase SVPWM control strategy was proposed. Simulation and experimental results show that, in traction mode of the integrated topology, when short circuit fault occurred, a good operating performance of PMSM system can be achieved by the reconstruction of the inverter topology.

electric vehicle; three phase 3H bridge inverter; three phase 2H bridge; PMSM; SVPWM; short circuit fault

2015-03-29

國(guó)家自然科學(xué)基金(50807034)；山東省自然科學(xué)基金(ZR2014EL032)；山東省高等學(xué)?？萍加?jì)劃資助項(xiàng)目(J11LG25)；山東理工大學(xué)青年教師發(fā)展支持計(jì)劃項(xiàng)目(L2015011)

孫鶴旭(1956—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡姍C(jī)電器的智能控制；

張厚升(1976—)，男，博士研究生，副教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)；

張厚升

10.15938/j.emc.2016.11.015

U 469.72

A

1007-449X(2016)11-0107-10

井延偉(1973—)，男，博士研究生，高級(jí)工程師，研究方向?yàn)轱L(fēng)力發(fā)電機(jī)傳動(dòng)與控制。