蔡晶晶, 劉曉東, 張軒雄

(1.上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上海 200093; 2.復(fù)旦大學(xué) 微電子學(xué)院,上海 201210)

紅外焦平面CTIA型讀出電路的設(shè)計(jì)研究

蔡晶晶1, 劉曉東2, 張軒雄1

(1.上海理工大學(xué) 光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上海 200093; 2.復(fù)旦大學(xué) 微電子學(xué)院,上海 201210)

為了適應(yīng)紅外焦平面(IRFPA)高像素的趨勢,設(shè)計(jì)出面積更小、性能更優(yōu)的像元電路,選擇電容反饋跨阻放大器(CTIA)作為像元電路的電路結(jié)構(gòu),在CTIA中運(yùn)算放大器基于共源共柵結(jié)構(gòu),采用積分電容可選的模式來調(diào)整積分時間,并基于電路高像素的需求,優(yōu)化電路,減小面積.在此基礎(chǔ)上,搭建模擬信號通路進(jìn)行仿真研究,繪制版圖,并進(jìn)行后仿,為讀出電路的正確性、可靠性提供保障.優(yōu)化后的像元電路面積為18 μm×18 μm,可選積分電容分別為60 fF和400 fF,后仿得到的信號通路輸出擺幅常溫下為2.03 V,低溫下為1.52 V,且低溫下的積分噪聲為213.6 μV,滿足設(shè)計(jì)需求.

紅外焦平面; 讀出電路; 像元電路; CTIA; 模擬信號通路

紅外焦平面陣列屬于紅外光學(xué)系統(tǒng),是一種紅外成像器件,廣泛用于軍事領(lǐng)域、民事領(lǐng)域.紅外焦平面陣列由紅外探測器和讀出電路兩部分組成[1].紅外探測器將紅外輻射轉(zhuǎn)換成電信號,讀出電路對探測器輸出的電信號積分采樣,采樣結(jié)果通過緩沖器串行讀出.讀出電路既有模擬電路又有數(shù)字電路,是典型的數(shù)?；旌霞呻娐?其中模擬電路負(fù)責(zé)對探測器電流積分、采樣和傳輸,并提供電路所需的偏置;數(shù)字電路產(chǎn)生控制時序,控制讀出電路積分、采樣的時間節(jié)點(diǎn),并根據(jù)所設(shè)置的控制字,選擇窗口大小、積分模式、輸出通道個數(shù)等多種功能.

其中,輸入級電路作為讀出電路的核心部分,其性能對讀出電路的噪聲、功耗、面積等參數(shù)有很大影響.目前,報(bào)道的輸入級電路有多種結(jié)構(gòu)[2],如SI (自積分)、SFD (源跟隨器)、DI (直接注入)、GMI (電流鏡柵調(diào)制)、BDI (緩沖直接注入)以及CTIA (電容反饋跨阻放大器)等.SI結(jié)構(gòu)簡單,占用面積少,但是輸出無增益,需要后接電荷放大器,并且積分電容的非線性會引起輸出的非線性.SFD結(jié)構(gòu)簡單,適用于大面積、低功耗的讀出電路,在低背景下有較好的信噪比,但是其在中、高背景下,輸出信號的非線性較為嚴(yán)重,并且源跟隨器會引入較大的噪聲.DI結(jié)構(gòu)由注入管和積分電容構(gòu)成,占用面積較小,但在低背景下,探測器光電流較小,使得注入管跨導(dǎo)變小,輸入阻抗增大,注入效率降低,增大了電路的非線性度.GMI結(jié)構(gòu)利用電流鏡的復(fù)制作用,將光電流按比例放大或縮小,再進(jìn)行積分.GMI相比DI有更高的靈敏度,但是GMI不能給探測器提供穩(wěn)定的偏壓.BDI結(jié)構(gòu)是在DI結(jié)構(gòu)基礎(chǔ)上,跨接反相放大器,降低了電路的輸入阻抗,提高了注入效率,改善了響應(yīng),但是面積與功耗都較大.CTIA結(jié)構(gòu)雖然相較前面幾種較為復(fù)雜,功耗較大,但是CTIA結(jié)構(gòu)中運(yùn)放與積分電容構(gòu)成負(fù)反饋回路,可以提供很低的輸入阻抗、較高的注入效率,能為探測器提供穩(wěn)定的偏壓.在從低到高的背景范圍內(nèi),CTIA噪聲都很小,非線性度低[3].綜合考慮下,本文選取CTIA結(jié)構(gòu)作為讀出電路的輸入級結(jié)構(gòu).

傳統(tǒng)的CTIA結(jié)構(gòu)采用兩級運(yùn)算放大器結(jié)構(gòu),至少需要8個MOS管和一個比較大的補(bǔ)償電容,占用面積大,功耗高[4].而現(xiàn)今,隨著讀出電路的規(guī)格越來越大,為了使讀出電路達(dá)到百萬像素,就需要增大讀出電路的陣列規(guī)格,顯然,如果采用傳統(tǒng)的CTIA結(jié)構(gòu),那么讀出電路的尺寸將會變大,不利于讀出電路與其他模塊的集成.因此,需要進(jìn)一步減小像元電路的尺寸.本文采用一種基于共源共柵結(jié)構(gòu)的CTIA電路[2,5],對CTIA 電路進(jìn)行優(yōu)化,根據(jù)電荷容量調(diào)整電容大小,采用積分電容可選的積分模式,并采用一位帶寬控制結(jié)構(gòu),減小了電路面積,優(yōu)化了電路功能,優(yōu)化后的像元電路面積為18 μm×18 μm,可選積分電容分別為60 fF和400 fF.另外,為確保電路功能的正確性,文中對讀出電路的模擬信號通路進(jìn)行分析研究,并在常溫300 K和低溫150 K下進(jìn)行仿真分析,后仿得到CTIA電路在低溫下積分電壓為2.41 V,噪聲為213.6 μV,信號通路低溫下輸出擺幅為1.52 V,通過后仿結(jié)果可知,電路低溫下的輸出擺幅需要在今后進(jìn)一步優(yōu)化.

1 基于CTIA的前置信號通路

1.1 電容反饋跨阻放大器

圖1(見下頁)為輸入級電路的多種電路結(jié)構(gòu)示意圖.電路結(jié)構(gòu)中的各項(xiàng)變量分別為:Ci為積分電容;Vsh為采樣控制信號;MUX為輸出端;VSS為接地端;Vr為復(fù)位電壓；Rd與Cd分別為二極管自身電阻與電容；Vb為偏置電壓；Vsub為二極管的襯底電壓；Vi為注入電壓.

其中,CTIA(電容反饋跨阻放大器)是由運(yùn)算放大器和反饋積分電容構(gòu)成的一種復(fù)位積分器,電路結(jié)構(gòu)如圖1(e)所示.積分電容位于放大器的反饋回路上,探測器的電流在反饋電容上積分,復(fù)位管將積分電容上的電荷放電,并將輸出端復(fù)位至參考電平.

CTIA選用共源共柵結(jié)構(gòu)的運(yùn)算放大器,并基于文獻(xiàn)[2]中的電路結(jié)構(gòu)進(jìn)行優(yōu)化.為減小單元電路面積,電路采用一位帶寬控制,并調(diào)整電容大小及MOS管尺寸,CTIA電路如圖2所示(見下頁).圖2中VDD為電源,bwl_b為帶寬選擇控制信號,lowg_b為積分電容選擇信號,reset為復(fù)位信號,at_bloom為防溢出信號,r_sw為行選信號;Vso為采樣輸出信號,Ii為探測器輸入電流,Vc為共源共柵結(jié)構(gòu)中的偏置電壓,Vo1為CTIA結(jié)構(gòu)的輸出電壓,Vo2為像元電路中的輸出電壓.電路中積分電容越大,電荷容量越大,引入的噪聲電子數(shù)也越大;而若積分電容太小,則會導(dǎo)致積分電壓過高,非線性失真增加,因此在CTIA電路中采用積分電容可選的方式,由積分電容選擇管實(shí)現(xiàn).為了滿足單元電荷容量0.3 Me,4 Me可選的指標(biāo)要求,積分電容分別取值為C1=60 fF和C2=400 fF.當(dāng)電容選擇管柵端信號lowg_b為低電平時,積分電容為C1+C2;為高電平時,積分電容為C1.當(dāng)復(fù)位管柵端信號reset為高時,探測器的電流在積分電容上開始積分;reset為低時,積分電容放電,CTIA單元輸出端恢復(fù)至參考電平.當(dāng)采樣管柵端信號為低時,采樣管導(dǎo)通,從CTIA輸出端開始采樣,采樣結(jié)果輸入由M9與M10構(gòu)成的源極跟隨器中,并傳輸?shù)较乱患壘彌_器.出于面積以及噪聲的考慮,電容C2受帶寬選擇管M4和積分電容選擇管M5控制而分時復(fù)用,M4和M5不能同時導(dǎo)通.當(dāng)帶寬選擇管導(dǎo)通時,會降低一些高頻部分的噪聲.本文采用一位帶寬選擇,以減少M(fèi)OS管的KTC噪聲,又保證了CTIA高頻部分的降噪.

圖1 六種像元電路結(jié)構(gòu)[1]Fig.1 Six kinds of structures of the pixel circuit

CTIA的噪聲對紅外焦平面探測器微弱信號輸出的信噪比有著重要的影響[6].電路中有兩種噪聲,分別為熱噪聲(KTC噪聲)和閃爍噪聲(1/f噪聲).CTIA電路中帶有復(fù)位開關(guān),開關(guān)的打開和閉合都會產(chǎn)生KTC噪聲.當(dāng)開關(guān)斷開時,噪聲會隨輸入信號的瞬時值保存到積分采樣電容上.KTC噪聲是讀出電路中起主要作用的噪聲.閃爍噪聲是MOS管在漏電流中產(chǎn)生的噪聲.CTIA電路的總噪聲是CTIA復(fù)位階段的噪聲與積分階段的噪聲之和,計(jì)算公式[7-8]為

(1)

圖2 CTIA像元電路圖Fig.2 Schematic of the CTIA pixel circuit

式中:k是玻爾茲曼常數(shù)；T是溫度；γ是體效應(yīng)系數(shù)；KP是PMOS管的閃爍噪聲系數(shù)；KN是NMOS管的閃爍噪聲系數(shù)；COX是單位面積柵氧電容；gm是MOS管跨導(dǎo)；Ci是積分電容；W是MOS管柵寬；L是柵長；f是頻率;Ri,a為放大器的輸入電阻.從式(1)可以看出,當(dāng)CTIA電路處于復(fù)位階段時,積分電容越大,引入的噪聲越大.因此,采用積分選擇管是有意義的.

1.2 模擬信號通路

為了驗(yàn)證電路功能的正確性,將模擬信號通路提出,信號通路的結(jié)構(gòu)如圖3所示.最左側(cè)為紅外探測器,中間部分為CTIA型讀出電路,最右側(cè)為讀出電路的緩沖電路,OUT為輸出端,電路中設(shè)計(jì)了三級緩沖.讀出電路選用CTIA作為前級放大器,探測器電流在CTIA的反饋電容上積分,并由放大器進(jìn)行采樣、保持,由M9和M10構(gòu)成的源極跟隨器的輸出端接入下一級緩沖器,最后通過多級緩沖器與跟隨器輸出.

圖3 模擬信號通路結(jié)構(gòu)Fig.3 Structure of the analog signal chain

緩沖器一般輸入電阻大,輸出電阻小,常用的緩沖器有兩種結(jié)構(gòu):源極跟隨器和單位增益緩沖器.由圖3可知,在信號通路中,CTIA單元電路后接多級緩沖器,且均為差分輸入的單位增益緩沖器,與輸出端相連的是跟隨器電路.

跟隨器電路結(jié)構(gòu)如圖4所示,由差分放大器構(gòu)成,負(fù)的輸入一端與輸出端相連,構(gòu)成單位增益緩沖器,pd為上拉信號.跟隨器比較重要的性能有驅(qū)動能力、跟隨特性、穩(wěn)定性等[8].輸出擺幅反映跟隨特性,它是使所有晶體管都工作在飽和區(qū)的輸出電壓的范圍.如果輸出電壓過低,M4和M5工作在線性區(qū);如果輸出電壓過高,M2工作在線性區(qū).因此,跟隨器的輸出擺幅的計(jì)算公式為

VGST4+VGST5≤VOUT≤VDD-VGST2

(2)

式中:VGST是過驅(qū)動電壓.經(jīng)計(jì)算可以得到擺幅為[0.3 V,3.2 V].

動態(tài)范圍是讀出電路的一個重要的性能參數(shù),定義為輸出擺幅與輸出噪聲之比[9],計(jì)算公式為

(3)

式中:Vsw是讀出電路的輸出擺幅,Voutrms是讀出電路的輸出積分噪聲.動態(tài)范圍反映了讀出電路的信噪比,在實(shí)際電路中,需要根據(jù)探測器光電流的信號范圍來確定讀出電路的動態(tài)范圍[3].

紅外焦平面的探測器采用光子型探測器.光子型探測器是一種基于光電效應(yīng)的紅外探測器,由于紅外線的頻率較低,所以探測器材料的禁帶寬度必須足夠小.常溫下窄禁帶半導(dǎo)體載流子的熱激發(fā)會導(dǎo)致大量載流子從禁帶躍遷到導(dǎo)帶,會對電路造成干擾.因此,通常使探測器保持在低溫下.電子系統(tǒng)在低溫下有許多優(yōu)點(diǎn)[10],例如遷移率增加,工作速度提高;互連線導(dǎo)電性提高,信號傳輸時間縮短;電路的開關(guān)速度、噪聲容限以及增益帶寬積都得到改善.低溫特性在本文表現(xiàn)為噪聲減小,延遲時間縮短,功耗降低等.因此,本文將比較常溫300 K和低溫150 K下CTIA電路的仿真結(jié)果,并加以分析.

圖4 跟隨器電路圖Fig.4 Schematic of the follower circuit

2 仿真分析

采用0.13 μm CIS工藝在Cadence Spectre軟件下對CTIA及信號通路進(jìn)行仿真.在常溫300 K與低溫150 K下分別對信號通路進(jìn)行瞬態(tài)仿真,圖5是常溫下CTIA的瞬態(tài)曲線,可以看出,當(dāng)積分電容積分完成后,采樣控制信號Vsh由高電平變?yōu)榈碗娖?開始采樣.圖6(見下頁)為不同輸入電流下的瞬態(tài)曲線,探測器電流的改變不影響積分電壓的大小,積分電壓只與積分電容有關(guān),同時探測器電流越大,放電越快.

圖5 300 K下CTIA瞬態(tài)仿真曲線Fig.5 Transient simulation curve of the CTIA at 300 K

帶寬選擇管M4和積分電容選擇管M5柵壓的不同使得積分電容與帶寬限制電容有三組取值,瞬態(tài)仿真曲線如圖7所示(見下頁).當(dāng)積分電容選擇管關(guān)斷時,積分電容為C1,電容放電較為緩慢;當(dāng)積分電容選擇管導(dǎo)通時,積分電容為C1+C2,放電較快.從圖7中還可以發(fā)現(xiàn),當(dāng)積分電容Ci相同時,帶寬限制電容Cb的不同值不影響CTIA電路中積分電容的積分及復(fù)位.圖8為300 K和150 K下的積分電壓,可以看出,常溫300 K時CTIA的積分范圍為(0.38 V,2.74 V),150 K時積分范圍為(0.21 V,2.52 V).

圖6 不同輸入電流下的瞬態(tài)曲線Fig.6 Transient simulation curves under different input currents

圖7 不同積分電容下的瞬態(tài)仿真曲線Fig.7 Transient simulation curves under different integral capacitances

圖8 300 K和150 K下的積分電壓Fig.8 Integrated voltages at 300 K and 150 K

以探測器電流取值1.5 nA為例,對CTIA電路和信號通路進(jìn)行交流仿真,得到CTIA的開環(huán)增益為110 dB,帶寬為2.98 MHz.另外,為得出電路的等效輸出噪聲,對CTIA及信號通路進(jìn)行噪聲分析.通過仿真分析可知,在輸出噪聲中熱噪聲起主導(dǎo)作用.在后面的定量分析中采用輸出積分噪聲作為衡量標(biāo)準(zhǔn),積分噪聲計(jì)算方法[11]為

(4)

對CTIA和信號通路分別仿真噪聲,計(jì)算輸出積分噪聲,得到的CTIA輸出積分噪聲見表1.信號通路在300K下的輸出積分噪聲為408.7 μV,150 K下的輸出積分噪聲為317.6 μV.同時,根據(jù)式(1)估算出150 K下CTIA的輸出積分噪聲的理論值為236.33 μV,仿真結(jié)果與理論值的對比見表1.

表1 CTIA輸出積分噪聲Tab.1 Output integrated noise of the CTIA

隨后對緩沖器及跟隨器分別進(jìn)行直流掃描分析,以獲取輸出擺幅的大小.以圖4的跟隨器為例,將輸入電壓設(shè)置為變量,從0到3.3 V進(jìn)行直流掃描分析,按照正負(fù)5 mV的誤差,得到輸出擺幅,結(jié)果見表2.其他緩沖器的輸出擺幅的仿真方法與跟隨器一致.由于各緩沖器的MOS管參數(shù)不一致,三級緩沖器的輸出擺幅均不相同.

表2 各級緩沖器輸出擺幅Tab.2 Output swings of all level buffers V

在信號通路中,信號需要通過多級緩沖器與跟隨器,對信號通路進(jìn)行仿真,按照正負(fù)誤差10 mV,得到300 K下輸出范圍為(0.64 V,2.74 V),輸出擺幅為2.10 V;150 K下輸出范圍為(0.77 V,3.14 V),由于150 K下電路積分電壓是2.52 V,所以輸出范圍是(0.77 V,2.52 V),輸出擺幅為1.75 V,數(shù)據(jù)如表2所示.從表2可以發(fā)現(xiàn),通路的輸出擺幅比單級緩沖器小,這是因?yàn)橥返呢?fù)載阻抗比單級緩沖器大,拉低了輸出擺幅.

由式(3)計(jì)算可知,300 K時讀出電路的動態(tài)范圍是74 dB,150 K時的動態(tài)范圍為74 dB.同時,根據(jù)前文得到的理論值計(jì)算可得,150 K時CTIA的動態(tài)范圍是78.6 dB.比較可知,仿真的結(jié)果與理論值相差不大,滿足設(shè)計(jì)要求.

3 版圖設(shè)計(jì)

采用0.13 μm CIS工藝,在Virtuoso Layout XL中繪制CTIA電路及模擬信號通路的版圖.CTIA單元電路的版圖如圖9所示,面積18 μm×18 μm.模擬信號通路的版圖如圖10所示,面積406.65 μm×57.26 μm.使用Calibre工具驗(yàn)證所繪版圖,均通過 DRC與LVS檢查.

圖9 CTIA單元版圖Fig.9 Layout of the CTIA circuit

圖10 模擬信號通路版圖Fig.10 Layout of the analog signal chain

4 后仿

使用QRC提取版圖的寄生參數(shù),再利用所提取的參數(shù)進(jìn)行后仿,得到如下結(jié)果:

a. CTIA電路在300 K下積分范圍為(0.42 V,2.64 V);150 K下積分范圍為(0.28 V,2.41 V).

b. 緩沖器、跟隨器及信號通路的輸出擺幅見表3,可以發(fā)現(xiàn)低溫下輸出擺幅變化較大.

c. CTIA的輸出積分噪聲結(jié)果如表4所示,信號通路在300 K下的輸出積分噪聲是279.1 μV,在150 K下輸出積分噪聲為209.1 μV.

表3 后仿時各級緩沖器輸出擺幅Tab.3 Output swings of all level buffers in the post-simulation V

表4 后仿輸出積分噪聲

從表1中可以看出,CTIA的輸出積分噪聲的理論值與前仿結(jié)果相差不大,后仿結(jié)果與之相比相差亦不大,符合電路的設(shè)計(jì)指標(biāo).現(xiàn)將仿真結(jié)果與文獻(xiàn)[12]、文獻(xiàn)[13]的結(jié)果進(jìn)行比較,對比結(jié)果如表5所示,本文像元電路的尺寸為18 μm×18 μm,優(yōu)于文獻(xiàn)[12]與文獻(xiàn)[13]的像元尺寸;輸出擺幅占電源電壓的比值為46%,優(yōu)于文獻(xiàn)[12]中的36%;以單個CTIA的功耗作為評判標(biāo)準(zhǔn),本文中的CTIA的功耗優(yōu)于文獻(xiàn)[12],但劣于文獻(xiàn)[13],有待提高.

表5 CTIA仿真結(jié)果對比Tab.5 Comparison of the simulation results of the CTIA

5 結(jié) 論

紅外焦平面讀出電路基于CTIA單元電路,采用共源共柵放大器結(jié)構(gòu),選擇可選積分電容的積分模式,優(yōu)化電路,減小單元電路面積.根據(jù)設(shè)計(jì)需求調(diào)整了積分電容的大小與CTIA電路結(jié)構(gòu),使得CTIA單元電路的面積達(dá)到18 μm×18 μm的要求.單元電路面積越小,相同面積下的像元數(shù)量就越多,因此適用于大面陣的讀出電路.優(yōu)化后CTIA電路150 K下的噪聲為213.6 μV,輸出擺幅為1.52 V (電源電壓為3.3 V),滿足設(shè)計(jì)需求.另搭建模擬信號通路,并對信號通路進(jìn)行仿真,通過仿真可知信號通路輸出積分噪聲較小,150 K下輸出積分噪聲為209.1 μV,通過前、后仿的結(jié)果對比,可以發(fā)現(xiàn)低溫下跟隨器的輸出擺幅前后有較大差別.對比發(fā)現(xiàn),該電路像元尺寸明顯優(yōu)于之前所報(bào)道的文獻(xiàn).但是也需要注意到電路的輸出擺幅與之相較也略有減小,電路噪聲略有增大,需要在今后的研究中繼續(xù)優(yōu)化電路的擺幅與噪聲問題.

[1] ROGALSKI A,ANTOSZEWSKI J,FARAONE L.Third-generation infrared photodetector arrays[J].Journal of Applied Physics,2009,105:091101.

[2] 沈科.基于CTIA的快照式紅外讀出電路研究[D].成都:電子科技大學(xué),2009.

[3] 郝立超.甚長波紅外探測器信號讀出電路結(jié)構(gòu)研究[D].上海:中國科學(xué)院研究生院(上海技術(shù)物理研究所),2014.

[4] 王霄,史澤林.CTIA型讀出電路結(jié)構(gòu)優(yōu)化研究[J].微電子學(xué)與計(jì)算機(jī),2014,31(11):64-68.

[5] FLIR.ISC9809 low background 320 specification[Z].America:FLIR System,2002.

[6] VERMEIREN J,VAN BOGGET U,VAN HOREBEEK G,et al.Low-noise,fast frame-rate InGaAs 320×256 FPA for hyperspectral applications[C]∥Processing of SPIE,Infrared Technology and Applications XXXV.Orlando:SPIE,2009.

[7] 王攀,丁瑞軍,葉振華.短波IRFPAs讀出電路CTIA輸入級的優(yōu)化設(shè)計(jì)[J].激光與紅外,2013,43(12):1363-1367.

[8] JOHNSON J F,LOMHEIM T S.Focal-plane signal and noise model-CTIA ROIC[J].IEEE Transactions on Electron Devices,2009,56(11):2506-2515.

[9] 關(guān)有光,周文超,田小強(qiáng).探測器動態(tài)范圍對光束質(zhì)量β因子測量的影響分析[J].激光與光電子學(xué)進(jìn)展,2011,48(7):070401.

[10] 趙宏亮.基于紅外成像系統(tǒng)的低溫讀出電路設(shè)計(jì)技術(shù)研究[D].天津:天津大學(xué),2012.

[11] RAZAVI B.Design of analog CMOS integrated circuits[M].CHEN G C,CHENG J,ZHANG R Z,譯.Xi′an:Xi′an Jiaotong University Press,2003:192-194.

[12] 翟永成,丁瑞軍.320×256大電荷容量的長波紅外讀出電路結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)[J].紅外與激光工程,2016,45(9):73-78.

[13] WANG G N,LU W G,LIU D H,et al.Column-level passive sample and column-shared active readout structure for high speed,low power ROIC[J].Electronics Letters,2015,51(5):390-392.

(編輯:董 偉)

Design of CTIA Readout Circuit for IRFPA

CAI Jingjing1, LIU Xiaodong2, ZHANG Xuanxiong1

(1.SchoolofOptical-ElectricalandComputerEngineering,UniversityofShanghaiforScienceandTechnology,Shanghai,200093,China; 2.MicroelectronicsCollege,FudanUniversity,Shanghai,201210,China)

In order to adapt to the trend of high pixel demand of infrared focal plane (IRFPA),it is necessary to design a smaller size and better performance pixel circuit.A capacitive transimpedance amplifier (CTIA) was selected as the circuit structure of the pixel circuit.The cascode structure was adopted for the CTIA,and the integration time was able to be adjusted by using the optional integrated capacitors.The pixel circuit was modified to reduce the area for meeting the need of high pixel.In addition,the analog signal chain was set up and analyzed by simulation.Its layout was drawn and then it was post simulated to provide a guarantee of accuracy and reliability of the readout circuit (ROIC).After optimization,the area of the pixel circuit is 18 μm×18 μm,and the optional integrated capacitors are 60 fF and 400 fF respectively.The output swing of the analog signal chain is 2.03 V at room temperature and 1.52 V at low temperature,obtained in the post-simulation.The output integrated noise at low temperature is 213.6 μV,which is lower than the former structure,and can meet the requirements in the post-simulation.

IRFPA;ROIC;pixelcircuit;CTIA;analogsignalchain

1007-6735(2017)04-0346-07

10.13255/j.cnki.jusst.2017.04.008

2017-04-11

蔡晶晶(1992-),女,碩士研究生.研究方向:紅外焦平面讀出電路設(shè)計(jì).E-mail:caijj_1030@163.com

張軒雄(1965-),男,教授.研究方向:微電子機(jī)械系統(tǒng)技術(shù)與器件傳感技術(shù).E-mail:xuanxiongzhang@163.com

TN 432

A