馬文華,劉欣彤,劉海波,王建強(qiáng)

(河北水利電力學(xué)院,滄州061001)

0 引 言

純電動(dòng)汽車(以下簡(jiǎn)稱EV)是僅由電能進(jìn)行驅(qū)動(dòng)的,而電能一般存儲(chǔ)在電池、超級(jí)電容器等設(shè)備中[1-6]。在EV中,電動(dòng)機(jī)將電能轉(zhuǎn)換成機(jī)械能以實(shí)現(xiàn)電力傳動(dòng),由于EV中的電力傳動(dòng)系統(tǒng)需考慮不同路況差異和其他一些限制,存在和其他電力傳動(dòng)系統(tǒng)不同的特殊設(shè)計(jì)要求,如低速時(shí)高轉(zhuǎn)矩輸出、較寬速度范圍內(nèi)的高效率運(yùn)行等[7-10]。通常,基于高性能感應(yīng)電機(jī)(以下簡(jiǎn)稱IM)的傳動(dòng)系統(tǒng)是一個(gè)中低成本EV的最佳選擇[11-13]。

針對(duì)傳統(tǒng)基于磁場(chǎng)定向的IM驅(qū)動(dòng)控制器存在的一些諸如暫態(tài)響應(yīng)慢和效率不高等問(wèn)題,文獻(xiàn)[14]提出了一種基于模糊神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)的新型IM驅(qū)動(dòng)控制策略;文獻(xiàn)[15]設(shè)計(jì)了一種結(jié)合模糊神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)觀測(cè)器和滑?？刂破鞯腎M驅(qū)動(dòng)系統(tǒng),較傳統(tǒng)控制器的魯棒性得到了較大的提高;文獻(xiàn)[16]提出了一種結(jié)合人工智能的IM直接轉(zhuǎn)矩控制器,以提高系統(tǒng)響應(yīng)。但上述文獻(xiàn)的研究中,存在過(guò)擬合和計(jì)算量較大的問(wèn)題,不利于實(shí)際工程。另一方面,無(wú)速度傳感器IM驅(qū)動(dòng)控制能消除速度傳感器,降低了成本和系統(tǒng)復(fù)雜度,得到了廣泛研究[17-18]。在無(wú)速度傳感器IM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)中,通常使用速度觀測(cè)器進(jìn)行速度估計(jì),文獻(xiàn)[19]和[20]中使用了一種基于模型參考自適應(yīng)的速度觀測(cè)器,但都假定已經(jīng)轉(zhuǎn)子磁鏈或負(fù)載轉(zhuǎn)矩,此外,在低速時(shí),估計(jì)轉(zhuǎn)速和實(shí)際轉(zhuǎn)速差別較大。

本文基于前述文獻(xiàn)研究,提出了一種用于電動(dòng)汽車的基于滑模觀測(cè)器的IM無(wú)速度傳感器驅(qū)動(dòng)控制策略,控制器結(jié)合使用了間接矢量控制與固定邊界層滑模觀測(cè)器(以下簡(jiǎn)稱 FBLSMO),其中FBLSMO負(fù)責(zé)估計(jì)轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子磁通,即使在未知負(fù)載轉(zhuǎn)矩的條件下,依然能工作,且在低速工況下較傳統(tǒng)速度觀測(cè)器精度更高。同時(shí)使用了間接矢量控制以及前饋補(bǔ)償,從而計(jì)算簡(jiǎn)單,并有較好的暫態(tài)性能。最后搭建了IM驅(qū)動(dòng)試驗(yàn)平臺(tái)開(kāi)展了相關(guān)試驗(yàn),對(duì)新型控制策略的有效性進(jìn)行了驗(yàn)證。

1 電動(dòng)汽車電力傳動(dòng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖1為典型的EV中的電力傳動(dòng)系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖。從圖中可以看出,系統(tǒng)中包括了電池組(包括充電器)、DC/DC直流變換器、IM和變頻器,其中變頻器的輸入為直流,輸出交流直接到IM,而箭頭代表了能量流動(dòng)的方向。系統(tǒng)中的電池由充電器充電,變頻器則將電池中電能根據(jù)需要變換給電動(dòng)機(jī),以控制車輛的速度和運(yùn)動(dòng)方向。可以注意到,在制動(dòng)過(guò)程中,電池可以被反向充電,從而提高了系統(tǒng)效率。DC/DC直流變換器是可選組件,當(dāng)電池組電壓和變頻器輸出電壓匹配時(shí),該變換器可以取消。電機(jī)不直接驅(qū)動(dòng)車輪,存在機(jī)械傳動(dòng)結(jié)構(gòu),但考慮到與本文研究?jī)?nèi)容無(wú)關(guān),故只將其當(dāng)成電機(jī)的負(fù)載。

圖1 典型EV電力傳動(dòng)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

2 感應(yīng)電機(jī)模型

在d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的IM數(shù)學(xué)模型[12]:

式中:id和iq,Vd和Vq分別為d,q軸定子電流和電壓;p,ωr,Lm,TL,J,ψrd和 θ分別為極對(duì)數(shù)、轉(zhuǎn)速、激磁電感、負(fù)載轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)動(dòng)慣量、d軸轉(zhuǎn)子磁鏈和磁鏈角;Ls和Lr為定子和轉(zhuǎn)子電感;Rs和Rr為定子和轉(zhuǎn)子電阻;其他相關(guān)參數(shù):轉(zhuǎn)子時(shí)間常數(shù)τr=Lr/Rr,漏磁系數(shù) σ=1-L/LsLr。 為了簡(jiǎn)化,令 m=(LrRs+LRr)/σLsL,γ=Lm/σLsLr,ζ=1/σLs,κ=1/τr和 ρ=pLm/Lr,進(jìn)而式(1)可重寫:

3 固定邊界層滑模觀測(cè)器設(shè)計(jì)

新型控制器僅對(duì)電機(jī)的三相定子電流進(jìn)行了測(cè)量,測(cè)量得到三相定子電流ia,ib和ic后,進(jìn)行d-q旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換,得到d軸和q軸定子電流分量id和:

式中:為估計(jì)的磁鏈角,從式(2)中得到的 和轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速的關(guān)系:

假設(shè)式(2)描述的系統(tǒng)有輸出[y1,y2]T=[id,iq]T,可以注意到系統(tǒng)中ψrd是不可觀的。根據(jù)文獻(xiàn)[21],當(dāng)y1=id且 κ＞0時(shí),式(2)中 ψrd具有穩(wěn)定的零動(dòng)態(tài),因此可以設(shè)計(jì)FBLSMO估計(jì)ψrd,進(jìn)而得到ωr。其中觀測(cè)器所需的d,q軸電壓是從輸出電壓前饋補(bǔ)償?shù)玫降?這將在下一節(jié)進(jìn)行敘述,具體的FBLSMO描述如下:

系數(shù)B1,B2和B3具體如下:

式中:ε為一個(gè)小值,代表了限定范圍。接下來(lái),對(duì)滑模觀測(cè)器的指數(shù)收斂性進(jìn)行證明。假設(shè)ψrd的觀測(cè)誤差為 e1=ψrd-,且超過(guò)了ε,則B1=0,并有de1/dt=-κe1(κ＞0)。設(shè)計(jì)李亞普洛夫函數(shù)為Ve1=1/2e,求導(dǎo)有 dVe1/dt=-κe＜-κε2＜0。 因此證明了是指數(shù)收斂到ψrd的。因此,對(duì)于一個(gè)足夠小的ε＞0,總是可以找到時(shí)刻 t1,當(dāng)t＞t1,滿足e1≤ε,此時(shí)B1=1。 然后定義e2=id-,當(dāng)t＞t1時(shí),能導(dǎo)出如下方程:

為了證明是收斂到id的,設(shè)計(jì)李亞普洛夫函數(shù)為Ve2=1/2e。設(shè)置λ1:

對(duì)李亞普洛夫函數(shù)求導(dǎo)可以得到:

因此,將在有限時(shí)間t2內(nèi)收斂到id,當(dāng)t＞t2,有B2=1和de2/dt=e2=0,根據(jù)式(10),可以得到新的方程:

轉(zhuǎn)子磁鏈?zhǔn)諗繉?dǎo)致E和dE/dt指數(shù)收斂至

式中:ξ3＞0,進(jìn)一步可以得到以下方程:

4 間接矢量控制器設(shè)計(jì)

圖2為新型控制系統(tǒng)的框圖。從圖中可以看出,系統(tǒng)有兩種控制模式,可工作在轉(zhuǎn)速或轉(zhuǎn)矩控制模式。在轉(zhuǎn)速控制模式時(shí),轉(zhuǎn)矩前饋內(nèi)嵌到電機(jī)電磁轉(zhuǎn)矩的計(jì)算中,其中T*和ΔT分別代表了前饋輸出和轉(zhuǎn)矩補(bǔ)償。在轉(zhuǎn)矩控制模式,控制器的轉(zhuǎn)矩參考為Tref,最終的轉(zhuǎn)矩指令為Tcmd。圖中虛線框內(nèi)為間接矢量控制計(jì)算過(guò)程,計(jì)算后輸出q軸電流參考iqref,而d軸電流參考idref是由磁鏈PI計(jì)算輸出的,而iqref和idref將送入電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器,電流環(huán)計(jì)算結(jié)果加上電壓前饋得到參考電壓Vd和Vq,經(jīng)過(guò)反旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換后經(jīng)由空間矢量脈寬調(diào)制(以下簡(jiǎn)稱SVPWM)模塊用于生成最后的PWM脈沖。其中FBLSMO的輸入為Vd和Vq,以及測(cè)量得到的id和iq,輸出,和。

圖2 新型控制系統(tǒng)框圖

4.1 間接矢量控制

IM的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型還可以描述為矩陣形式:

式中:j為虛部符號(hào);is和ir為定子和轉(zhuǎn)子電流;V為定子電壓;ωr和ωs1分別是轉(zhuǎn)速和滑差轉(zhuǎn)速。

圖3 IM等效電路

從圖3和式(19)中可以看出,定子電流是激磁電流和轉(zhuǎn)子電流之和,具體:

同時(shí),基于圖3和式(19),可以得到電磁功率P由機(jī)械功率Pm和銅損pr構(gòu)成,具體如下:

電磁轉(zhuǎn)矩T與轉(zhuǎn)子電流ir和滑差轉(zhuǎn)速ωs1的關(guān)系式:

參照?qǐng)D3,轉(zhuǎn)矩T還可以寫:

因此,滑差轉(zhuǎn)速ωs1和電磁轉(zhuǎn)矩T的關(guān)系式:

測(cè)量定子三相電流后通過(guò)dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換,可以得到d,q軸電流id和iq,寫成復(fù)變形式為is=id+jiq。根據(jù)磁場(chǎng)定向(以下簡(jiǎn)稱FOC)原理,激磁電流完全由d軸電流id提供,即im=id,同時(shí)有:

進(jìn)一步滑差轉(zhuǎn)速:

一般假設(shè)id為零,但考慮到id突變時(shí),磁場(chǎng)不會(huì)馬上變化,因此需要選擇合適的iq不同于式(25)的計(jì)算結(jié)果以應(yīng)對(duì)氣隙磁鏈的變化,定義以時(shí)間常數(shù)Lm/Rr變化的in,具體如下:

從而q軸電流被改寫:

然后,滑差轉(zhuǎn)速新的表達(dá)式:

最后的間接矢量控制器如圖4所示。

圖4 間接矢量控制器結(jié)構(gòu)

4.2 轉(zhuǎn)矩和電壓前饋補(bǔ)償

為了提高IM驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的暫態(tài)性能,新型控制器中嵌入了轉(zhuǎn)矩前饋,具體表達(dá)式如下:

式中:Kp和Ki分別為比例和積分增益。PI調(diào)節(jié)器引入的目的是為了提高轉(zhuǎn)速跟蹤精度和保證最終靜態(tài)誤差為零。在FOC控制方案中,電流閉環(huán)調(diào)節(jié)的目的是通過(guò)計(jì)算得到期望的定子電壓。在本文中,所需的電壓由電流閉環(huán)調(diào)節(jié)和輸出電壓前饋共同得到,其中電流閉環(huán)調(diào)節(jié)也采用PI實(shí)現(xiàn)。將is=id+jiq和ir=jiq代入式(19)可得到:

假設(shè)Vd是定子電壓的實(shí)部,Vq是虛部,則Vd和Vq具體如下:

式(34)中,Ls(diq/dt)是不能忽略的,它在動(dòng)態(tài)過(guò)程中有較大值。當(dāng)制動(dòng)過(guò)程開(kāi)始時(shí),電流需要快速改變,Ls(diq/dt)有利于加快動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

5 試驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證新型控制策略的性能,搭建了基于IM的對(duì)拖試驗(yàn)平臺(tái),并開(kāi)展了相關(guān)試驗(yàn)。圖5為試驗(yàn)平臺(tái)構(gòu)成,從圖中可以看出,兩臺(tái)IM同軸聯(lián)接,具體的電機(jī)參數(shù)如表1所示,同時(shí)為了方便試驗(yàn)和安全考慮,將可調(diào)直流電源代替電池組給變頻器供電?？刂扑惴ú捎肨I公司的DSP芯片作為載體,具體型號(hào)為TMS320F28335,其含有多路采樣通道,并能輸出PWM信號(hào)。整個(gè)試驗(yàn)系統(tǒng)不含有電壓或轉(zhuǎn)速傳感器,僅使用了電流傳感器對(duì)電機(jī)定子的A相和B相電流進(jìn)行測(cè)量(C相計(jì)算得到)。試驗(yàn)中分別對(duì)負(fù)載電機(jī)和驅(qū)動(dòng)電機(jī)設(shè)置成轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩控制模式,而工控機(jī),即主機(jī)通過(guò)CAN通訊給DSP發(fā)送轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速指令,同時(shí)主機(jī)還控制可調(diào)直流源進(jìn)行直流電壓穩(wěn)壓和過(guò)流保護(hù)。FBLSMO的參數(shù)設(shè)置為:λ1=950,λ2=765和φ1=5.85。 PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)設(shè)置:KPω=1.74,KIω=0.04,KPψd=24.5,KIψd=3.8,KPVd=3.5,KIVd=0.09,KPVq=3.5和 KIVq=0.09。

圖5 試驗(yàn)平臺(tái)構(gòu)成

表1 試驗(yàn)用IM額定參數(shù)

為了驗(yàn)證所設(shè)計(jì)滑模觀測(cè)器的精度,安裝了轉(zhuǎn)速編碼器進(jìn)行轉(zhuǎn)速測(cè)量。首先控制電機(jī)在恒定轉(zhuǎn)矩為50 N·m時(shí)進(jìn)行轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)子磁鏈估計(jì)試驗(yàn),試驗(yàn)結(jié)果如圖6所示。為了驗(yàn)證觀測(cè)器的魯棒性,分別將設(shè)置了200%定子電阻、200%定子電感和50%轉(zhuǎn)矩的參數(shù)擾動(dòng),從試驗(yàn)結(jié)果來(lái)看,即使在參數(shù)擾動(dòng)下,估計(jì)的轉(zhuǎn)速和磁鏈都能夠很好地跟蹤實(shí)際轉(zhuǎn)速和磁鏈,故FBLSMO的性能得到了驗(yàn)證。

圖6 試驗(yàn)中FBLSMO的估計(jì)值和參考值比較

值得注意的是,電機(jī)時(shí)間常數(shù)的變化可能會(huì)影響磁鏈估計(jì)和進(jìn)一步的試驗(yàn)結(jié)果,但是新型FBLSMO觀測(cè)器并不高度依賴電機(jī)參數(shù),魯棒性很好,因此電機(jī)參數(shù)的變化導(dǎo)致電機(jī)時(shí)間常數(shù)變化并不能顯著影響控制器。試驗(yàn)中對(duì)應(yīng)的定子d,q軸電壓和電流如圖7和圖8所示,從圖中可看出,當(dāng)電機(jī)加速時(shí),d軸電壓存在一個(gè)下降斜坡,同樣電機(jī)減速時(shí)存在一個(gè)上升斜坡,這加快了動(dòng)態(tài)響應(yīng)。

圖7 試驗(yàn)中定子d,q軸電壓波形

圖8 試驗(yàn)中定子d,q軸電流波形

為了進(jìn)一步驗(yàn)證控制策略對(duì)EV的適用性,采用了轉(zhuǎn)速指令循環(huán)曲線如圖9所示[10]。在循環(huán)試驗(yàn)中,負(fù)載電機(jī)轉(zhuǎn)速波形和驅(qū)動(dòng)電機(jī)轉(zhuǎn)矩波形如圖10所示。從圖中可以看出,即使在低轉(zhuǎn)速時(shí),在新型控制策略作用下,速度跟蹤較好,誤差很小。此外,轉(zhuǎn)矩跟蹤控制模式的性能也是較好的,轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)很小。

圖9 轉(zhuǎn)速循環(huán)測(cè)試中轉(zhuǎn)速參考曲線

圖10 轉(zhuǎn)速循環(huán)測(cè)試結(jié)果

6 結(jié) 語(yǔ)

本文介紹了一種用于EV的無(wú)速度傳感器IM驅(qū)動(dòng)控制策略,結(jié)合使用了間接矢量控制器和FBLSMO滑模觀測(cè)器。由于只有定子電流需要被測(cè)量,因此系統(tǒng)成本降低,同時(shí)系統(tǒng)可靠性提高。文中給出了FBLSMO詳細(xì)的設(shè)計(jì)過(guò)程,即使在不知道負(fù)載轉(zhuǎn)矩的情況依然可以準(zhǔn)確地估計(jì)出轉(zhuǎn)速和磁鏈。而間接矢量控制器包含了前饋環(huán)節(jié),系統(tǒng)響應(yīng)速度也得到了提高。最后通過(guò)試驗(yàn),驗(yàn)證了新型控制器的性能。

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