馬 昭

（西安航空學(xué)院 電子工程學(xué)院，西安 710077）

近年來，數(shù)字控制器越來越多應(yīng)用于電源中。數(shù)字控制器具有較強(qiáng)的抗干擾能力，受外界溫度環(huán)境影響較小，且具有較高的智能性，方便實(shí)現(xiàn)多種控制策略的混合控制，降低了硬件電路的成本。數(shù)字控制替代傳統(tǒng)模擬控制芯片，使得電源設(shè)計(jì)和控制更加靈活便捷。本設(shè)計(jì)使用自帶PWM波形發(fā)生器的增強(qiáng)型51單片機(jī)—STC15W4K32S4系列單片機(jī)為控制器實(shí)現(xiàn)變頻電源設(shè)計(jì)。利用SPWM控制技術(shù)將直流電逆變?yōu)榻涣麟姡瑢?shí)現(xiàn)變頻控制功能。

1 總體結(jié)構(gòu)與分析

本設(shè)計(jì)總體結(jié)構(gòu)如圖1所示，采用增強(qiáng)型51單片機(jī)通過內(nèi)部編程輸出SPWM信號(hào)來控制全橋電路，以實(shí)現(xiàn)電源的逆變。主要可以分為控制電路和功率電路?？刂齐娐分饕琒TC15W4K32S4系列單片機(jī)控制器、按鍵控制電路和LCD1602液晶顯示電路。功率電路主要包含全橋逆變電路、驅(qū)動(dòng)電路、穩(wěn)壓電路、保護(hù)電路和輸出濾波電路。用光耦隔離將控制電路與功率電路進(jìn)行隔離，防止功率電路的高頻及大功率對(duì)控制電路造成干擾，保護(hù)控制器正?？煽康墓ぷ鳌?/p>

圖1 電源總體結(jié)構(gòu)Fig.1 General structure diagram of power supply

2 硬件電路設(shè)計(jì)

2.1 驅(qū)動(dòng)及功率主電路設(shè)計(jì)

功率主電路由MOSFET構(gòu)成的全橋逆變電路組成。由于單片機(jī)產(chǎn)生的SPWM信號(hào)不足以驅(qū)動(dòng)全橋電路上的功率器件MOSFET，所以需要通過驅(qū)動(dòng)電路將單片機(jī)輸出的SPWM控制信號(hào)放大進(jìn)行驅(qū)動(dòng)。本設(shè)計(jì)采用2片IR2110芯片驅(qū)動(dòng)H橋上的功率MOS管[1]。驅(qū)動(dòng)電路及功率電路原理如圖2所示。

圖2 驅(qū)動(dòng)及功率主電路Fig.2 Drive and power main circuit diagram

圖中C1和C8是自舉電容。D1和D6是給自舉電容充電的快速二極管，用來防止工作時(shí)高電壓流入Vcc端口燒壞IR2110芯片。C2和C9是邏輯電源Vdd（采用 5 V）的濾波電容，C5、C6、C10和 C11為功率電源Vcc（采用 12 V）的濾波電容。 D2、D3、D4和 D5也是快恢復(fù)二極管，使用1N4148，其作用是當(dāng)IR2110發(fā)出關(guān)斷MOSFET信號(hào)時(shí)，給功率器件從導(dǎo)通狀態(tài)轉(zhuǎn)換為關(guān)斷狀態(tài)提供一個(gè)快速釋放電荷的通道，達(dá)到迅速關(guān)斷的目的，可以降低關(guān)斷損耗。R2、R3、R7和R8為MOSFET柵極與IR2110的輸出之間的限流電阻。R4、R5、R10和 R11為 MOSFET 的泄放電阻，防止靜電擊穿MOSFET。此設(shè)計(jì)使用的MOSFET為IRF3710，具有較低的導(dǎo)通電阻，可以降低電源的導(dǎo)通損耗。

2.2 輸出濾波參數(shù)設(shè)計(jì)

輸出采用LC二階低通濾波器來濾除逆變電路輸出的諧波分量。此次設(shè)計(jì)采用SPWM信號(hào)的載波頻率為20 kHz。通常取的LC濾波器的轉(zhuǎn)折頻率是逆變電路輸出頻率的1/10[2]。即LC濾波的轉(zhuǎn)折頻率：

在此，濾波器電感L為1 mH，電容C采用5 μF無極性電容。

2.3 過流保護(hù)電路

通過電壓比較器LM393將輸出端的電壓與給定的電壓作比較從而進(jìn)行過流保護(hù)，利用IR2110驅(qū)動(dòng)芯片的SD端口封鎖H0和L0兩路的輸出信號(hào)，關(guān)閉SPWM信號(hào)，從而關(guān)斷電源的輸出，起到電路保護(hù)的作用[3]。

過流保護(hù)電路如圖3所示，在此使用LM393雙電壓比較器，LM393內(nèi)置有2個(gè)比較器，此設(shè)計(jì)只需用到其中1個(gè)即可。經(jīng)全橋逆變輸出通過檢測(cè)康銅絲電壓檢測(cè)橋臂電流I，康銅絲兩端的電壓經(jīng)R17及C13組成低通濾波后流入LM393的1IN+引腳，另一個(gè)輸入引腳1IN-的輸入信號(hào)為+5 V電壓經(jīng)過R15與R18的分壓和R15與C12組成的RC低通濾波得到的的信號(hào)。當(dāng)1IN-側(cè)的電壓大于1IN+側(cè)的電壓時(shí)（即輸出電流沒有超過保護(hù)范圍），輸出端1OUT輸出低電平。當(dāng)1IN-側(cè)電壓小于1IN+測(cè)電壓時(shí)（即全橋輸出電流超過保護(hù)范圍），輸出端1OUT輸出高電平，置位IR2110上SD端，停止SPWM信號(hào)輸出。

圖3 過流保護(hù)電路Fig.3 Overcurrent protection circuit

2.4 光耦隔離電路

為保證控制器安全可靠運(yùn)行，將控制電路和功率電路進(jìn)行隔離設(shè)計(jì)，可有效避免功率電路損壞而損壞控制器。此外，隔離電路設(shè)計(jì)可避免功率電路對(duì)控制器產(chǎn)生高頻干擾而死機(jī)。光耦隔離電路如圖4所示。

圖4 光耦隔離電路Fig.4 Optoelectronic coupled isolation circuit

采用光耦合器6N137實(shí)現(xiàn)控制電路與驅(qū)動(dòng)電路之間進(jìn)行電隔離。單片機(jī)輸出的兩路SPWM信號(hào)分別輸送到6N137的第3引腳Vf-；第2引腳Vf+接控制電路電源；第8引腳接及第5引腳分別接功率電路中穩(wěn)壓電路穩(wěn)壓的+5 V和功率地；由7引腳輸出隔離過后的SPWM信號(hào)，該引腳需接上拉電阻。

3 軟件設(shè)計(jì)

3.1 SPWM波形設(shè)計(jì)

STC15W4K32S4系列單片機(jī)內(nèi)部集成有PWM波形發(fā)生器，該波形發(fā)生器共有6路輸出。這6路輸出共用同一個(gè)由高7位和低8位組成的15為PWM計(jì)數(shù)器，但是有各自獨(dú)立的翻轉(zhuǎn)計(jì)數(shù)器和控制寄存器[4]。由于其各路輸出互不影響，所以可以隨機(jī)使用兩路產(chǎn)生本次設(shè)計(jì)要用到的交替互補(bǔ)的雙極性SPWM，并且能方便地調(diào)節(jié)死區(qū)控制、變頻等。

此次設(shè)計(jì)所采用的載頻為20 kHz，當(dāng)單片機(jī)晶振選擇24 MHz，PWM計(jì)數(shù)器內(nèi)周期寄存器的值設(shè)為1200時(shí)，SPWM輸出載頻為24000000/1200=20000 Hz=20 kHz。即PWM計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)1200個(gè)數(shù)就歸零一次，并且在這1200個(gè)數(shù)間要輸出一個(gè)矩形脈沖。上面提到矩形脈沖的占空比由翻轉(zhuǎn)計(jì)數(shù)器內(nèi)寄存器的值決定，對(duì)于該寄存器值的改變采用查表法來改變，從而達(dá)到不間斷地輸出SPWM波形。

3.2 頻率控制

對(duì)于頻率的控制可以改變載頻與正弦波長度之間的比值來改變。此次設(shè)計(jì)載波頻率是起始值為20 kHz。載波20 kHz就是說1 s內(nèi)輸出20000個(gè)等幅不等寬矩形脈沖，要輸出50 Hz的正弦波就要在1 s內(nèi)輸出50個(gè)正弦波，即讓正弦表執(zhí)行50次，每執(zhí)行1次正弦表就輸出1個(gè)正弦波。那么正弦表的長度就是20000/50=400，即在載波頻率為20 kHz，正弦表長度為400時(shí)，輸出正弦波將為50 Hz，并且頻率精度絕對(duì)高。然后通過按鍵控制正弦表的長度與載波頻率的比值從而達(dá)到控制輸出正弦波頻率的效果。

4 試驗(yàn)結(jié)果及波形分析

為驗(yàn)證設(shè)計(jì)結(jié)果正確性，制作試驗(yàn)電路板，數(shù)字式低壓正弦波變頻電源實(shí)物如圖5所示。

圖5 數(shù)字式低壓正弦波變頻電源實(shí)物Fig.5 Digital low-voltage sine wave variable frequency power source

4.1 單片機(jī)輸出的帶死區(qū)控制的波形

死區(qū)的設(shè)置在SPWM實(shí)際全橋控制時(shí)起著至關(guān)重要的作用，它可以防止因全控型器件因自身的導(dǎo)通關(guān)斷的反應(yīng)時(shí)間而形成的同橋臂上器件同時(shí)導(dǎo)通造成的電路短路，保證全橋電路正常工作。在此設(shè)定死區(qū)時(shí)間1 μs，控制器輸出SPWM死區(qū)控制波形如圖6所示，從圖中可以看出死區(qū)控制時(shí)間為1 μs。

圖6 控制器輸出SPWM死區(qū)控制波形Fig.6 SPWM dead zone waveform

4.2 電源輸出正弦波波形

通過按鍵分別設(shè)置輸出頻率為50 Hz、29 Hz、61 Hz，觀察輸出電壓波形。在圖7～圖9中分別為數(shù)字式低壓正弦波變頻電源輸出的50 Hz、29 Hz、61 Hz的正弦電壓波形。從圖中可以看出，輸出電壓波形正弦度均較好。

5 結(jié)語

圖7 變頻電源輸出50 Hz電壓波形Fig.7 50 Hz voltage waveform of variable frequency power supply

圖8 變頻電源輸出29 Hz電壓波形Fig.8 29 Hz voltage waveform of variable frequency power supply

圖9 變頻電源輸出61 Hz電壓波形Fig.9 61 Hz voltage waveform of variable frequency power supply

本設(shè)計(jì)對(duì)數(shù)字式正弦波變頻電源進(jìn)行設(shè)計(jì)。通過51單片機(jī)作為控制器，完成數(shù)字式低壓正弦波變頻電源的輸出。對(duì)變頻電源的硬件電路和軟件分別進(jìn)行了設(shè)計(jì)。試驗(yàn)結(jié)果表明，通過對(duì)按鍵對(duì)輸出頻率設(shè)置可以實(shí)現(xiàn)不同輸出頻率正弦電壓輸出，輸出波形正弦度較好，滿足預(yù)期效果。

[1]張曉明，盧方民.基于IR2110的H橋可逆PWM驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)用[J].常州大學(xué)學(xué)報(bào)：自然科學(xué)版，2012，20（4）：68-72.

[2]楊春華.正弦波逆變電源的研究與設(shè)計(jì)[D].上海：東華大學(xué)，2009.

[3]周官銀，呂子勇，馬果花，等.電壓比較器試驗(yàn)研究[J].試驗(yàn)技術(shù)與管理，2012，29（3）：42-44.

[4]陸帥華，王鑫，朱兆青.基于STC15W-4K58S4的高精度SPWM移相控制器設(shè)計(jì)[J].福建電腦，2015（12）：17-18.