呂衛(wèi)祥,徐鵬,曹元將
(中國船舶重工集團(tuán)公司 第724研究所,江蘇 南京 211106)
數(shù)字信道化接收機(jī)具有大帶寬、多信道并行處理、子帶帶寬配置靈活、全概率接收等優(yōu)點(diǎn),在電子戰(zhàn)中得到了廣泛應(yīng)用[1]。因此,數(shù)字信道化技術(shù)成為了國內(nèi)外研究的熱點(diǎn)。
目前,對(duì)于數(shù)字信道化技術(shù)的研究主要集中在信道化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和子信道檢測等方面。在信道化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)方面,基于調(diào)制濾波器組的非均勻信道化結(jié)構(gòu)相比傳統(tǒng)的數(shù)字下變頻結(jié)構(gòu)具有運(yùn)算量小、復(fù)雜度低的優(yōu)點(diǎn)[2-4],但這種結(jié)構(gòu)為了滿足精確重構(gòu)的條件,原型濾波器的階數(shù)變得很大,增加了設(shè)計(jì)難度。針對(duì)這一問題,文獻(xiàn)[5]通過適當(dāng)放寬完全重構(gòu)條件,設(shè)計(jì)近乎完全重構(gòu)的濾波器組降低了原型濾波器的階數(shù),但帶來了信號(hào)頻譜混疊誤差的增大。唐鵬飛[6]等人提出的一種新的動(dòng)態(tài)信道化接收機(jī)省去了精確重建原型濾波器設(shè)計(jì)的復(fù)雜過程,且能實(shí)現(xiàn)信號(hào)的完全重構(gòu),但由于其前端濾波器工作速率與采樣速率相同,對(duì)信號(hào)處理的硬件性能要求較高,若使用軟件實(shí)現(xiàn)則實(shí)時(shí)處理難以保證。
在子信道檢測方面,目前的研究相對(duì)欠缺。傳統(tǒng)能量檢測算法由于其快速簡單的特點(diǎn)在工程中得到普遍應(yīng)用[2-8],但檢測性能低下,且無法解決使用相同門限在子信道環(huán)境質(zhì)量差異大的情況下檢測性能下降的問題。循環(huán)特征譜檢測和基于擬合優(yōu)度檢測的子帶頻譜感知等算法較能量檢測算法[9-13]在檢測性能上有明顯提升,但是復(fù)雜度高,感知時(shí)間長,實(shí)時(shí)處理難度大,而且仍無法降低各信道質(zhì)量不同對(duì)檢測效果帶來的影響。
針對(duì)以上存在的問題,本文從信道化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)和子信道檢測2方面進(jìn)行研究,一方面改進(jìn)了文獻(xiàn)[6]中的信道化結(jié)構(gòu),降低了對(duì)信號(hào)處理硬件的性能要求;另一方面在此基礎(chǔ)上提出了一種自適應(yīng)雙門限的雙檢測長度的子信道檢測方法,復(fù)雜度低,實(shí)時(shí)性強(qiáng)且性能提升,易于工程實(shí)現(xiàn)。
在數(shù)字信道化雷達(dá)接收機(jī)中,得到普遍應(yīng)用的有混疊的信道劃分具有全概率接收的優(yōu)點(diǎn)[14],但是會(huì)產(chǎn)生信道的交疊,此時(shí)需要設(shè)計(jì)精確重構(gòu)濾波器組。當(dāng)原型濾波器滿足精確重構(gòu)條件時(shí),濾波器組就是精確重構(gòu)的,然而設(shè)計(jì)原型濾波器的過程十分復(fù)雜[15]。文獻(xiàn)[6]的方法避開了精確重構(gòu)的條件,省去了精確重建原型濾波器的復(fù)雜過程。本文不再推導(dǎo)多相濾波的高效信道化結(jié)構(gòu),直接給出改進(jìn)前的高效信道化結(jié)構(gòu)圖,如圖1所示。
(1)
(2)
對(duì)于寬帶雷達(dá)接收機(jī),圖1中前端的半帶濾波器工作速率和ADC采樣速率相同,直接導(dǎo)致了對(duì)硬件性能要求過高、軟件實(shí)時(shí)處理難度很大的問題。為了解決此問題,通過分析其多相結(jié)構(gòu)并進(jìn)行改進(jìn)。如若將插值的半帶濾波器移動(dòng)到抽取因子之后,插值的半帶濾波器的運(yùn)行速率將降低為圖1的1/M。在圖2中,抽取因子與插值的濾波器交換了位置。
針對(duì)圖2有
H(z)V2(z)=Y2(z),
(3)
式中:WM=e-j2π/M。
式(3)證明了圖2中2種結(jié)構(gòu)是等價(jià)。因此,將圖1中前端插值的半帶濾波器按照?qǐng)D2的結(jié)論后移到偶型劃分的高效信道化結(jié)構(gòu)中的抽取因子之后,為了使改進(jìn)后的結(jié)構(gòu)對(duì)信號(hào)的處理效果與圖1相同,延時(shí)單元M(N-1)/2也后移到在每一個(gè)奇型劃分子信道中,從而得到改進(jìn)后的信道化結(jié)構(gòu)。改進(jìn)后的信道化結(jié)構(gòu)如圖3所示。
綜上所述,圖2中的信道化結(jié)構(gòu)不僅能夠避開精確重構(gòu)的條件,省去了精確重建原型濾波器的復(fù)雜過程,而且通過結(jié)構(gòu)的改進(jìn)解決了前端的半帶濾波器工作速率和ADC采樣速率相同帶來的對(duì)硬件性能要求過高、軟件實(shí)時(shí)處理難度也很大的問題,提高了系統(tǒng)的實(shí)時(shí)處理能力。
子信道檢測通常包括能量檢測、循環(huán)特征檢測等方法。其中,能量檢測由于算法簡單、實(shí)時(shí)性強(qiáng)而得到普遍應(yīng)用。能量檢測算法是將信道輸出進(jìn)行平方求和運(yùn)算,再與門限進(jìn)行比較來判斷信道的狀態(tài)。其檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量T為
(4)
式中:N為采樣點(diǎn)數(shù)。
T服從N個(gè)自由度的卡方分布。由中心極限定理知,當(dāng)采樣點(diǎn)數(shù)N足夠大時(shí),T近似服從高斯分布:
(5)
檢測概率和虛警概率分別為
(6)
(7)
由式(7)可知,在給定虛警概率的情況下可以計(jì)算出門限λ,其表達(dá)式為
(8)
式中:Q-1為高斯互補(bǔ)積分函數(shù)的反函數(shù)。
從式(8)中看出,門限λ與虛警概率有關(guān)。能量檢測算法對(duì)信道環(huán)境差異較大的信道仍然使用相同的門限進(jìn)行檢測就會(huì)導(dǎo)致檢測性能下降。此外,檢測點(diǎn)數(shù)N也會(huì)對(duì)檢測概率產(chǎn)生影響,N越大檢測效果越佳,可過多的檢測點(diǎn)數(shù)會(huì)導(dǎo)致實(shí)時(shí)處理能力下降。
針對(duì)以上問題,本文提出一種以能量檢測為基礎(chǔ)的檢測方法,依據(jù)信道的環(huán)境質(zhì)量動(dòng)態(tài)調(diào)整一次檢測的門限進(jìn)行一次檢測。這樣在信道環(huán)境差異較大時(shí)使用不同門限會(huì)提高檢測概率。對(duì)于不確定的信道增加檢測點(diǎn)數(shù)進(jìn)行二次檢測,更多的點(diǎn)數(shù)也會(huì)提高檢測概率。
以信道環(huán)境因子ε來表示信道的環(huán)境質(zhì)量?,F(xiàn)定義:
ε=10 lg(|po/pn-1|),
(9)
式中:po為信道輸出的功率;pn為噪聲功率。
由式(9)可知,當(dāng)信道中有信號(hào)時(shí),信道環(huán)境因子等價(jià)于信噪比,且與信道環(huán)境質(zhì)量成正相關(guān);當(dāng)信道中無信號(hào)時(shí),信道環(huán)境因子無限小。
將[λ1,mλ2]定義為信道判決的不準(zhǔn)確區(qū)。m>1為不準(zhǔn)確區(qū)的調(diào)整因子。依據(jù)各信道的環(huán)境因子ε調(diào)整m值。如果信道環(huán)境因子ε較小,也就是信道質(zhì)量較差時(shí),通過增大m值將不準(zhǔn)確區(qū)的范圍適當(dāng)增大,使高噪聲基底的信道具有更高的門限以及低信噪比情況下具有更大的概率進(jìn)入二次檢測。相反,當(dāng)信道環(huán)境因子ε較大時(shí),通過減小m值使得進(jìn)入二次檢測的概率減小。這種門限自適應(yīng)調(diào)整方法既能在信道環(huán)境好時(shí)降低算法復(fù)雜度,又能在信道環(huán)境差異大時(shí)一定程度上保證檢測概率。此外,整個(gè)算法以能量檢測為基礎(chǔ),有利于實(shí)時(shí)處理。
子信道檢測方法的步驟如下:
Step 3:根據(jù)信道環(huán)境因子自適應(yīng)調(diào)整好門限之后,對(duì)i信道進(jìn)行N1點(diǎn)的雙門限檢測,如果統(tǒng)計(jì)量T1>λ2i,則認(rèn)為是非空信道;如果T1<λ1,則認(rèn)為是空信道;如果處于兩者之間,則以N2點(diǎn)的檢驗(yàn)統(tǒng)計(jì)量T2進(jìn)行再次判決,如果T2>λ3,則判定為非空信道,相反則判定為空信道。
模擬環(huán)境及參數(shù)配置:接收機(jī)采樣率1 GHz,進(jìn)行32路信道化,信道50%交疊,系統(tǒng)噪聲為零均值高斯白噪聲,信號(hào)源由以下4個(gè)信號(hào)組成,信號(hào)1為二相編碼信號(hào),載頻160 MHz,碼元速率2 MHz;信號(hào)2~4為線性調(diào)頻信號(hào),起始頻率分別為62,250,275 MHz,帶寬分別為20,6,10 MHz;輸入信號(hào)頻譜如圖4所示。
采用窗函數(shù)法設(shè)計(jì)的半帶濾波器通帶截止頻率200 MHz,阻帶截止頻率300 MHz,阻帶衰減為-60 dB,濾波器長度為64;等波紋的原型低通濾波器使用Matlab中的Fdtool設(shè)計(jì),濾波器長度為256,阻帶衰減為-60 dB,通帶截止頻率為12.5 MHz,阻帶截止頻率為31.25 MHz。半帶濾波器16倍插值的幅頻響應(yīng)與分析濾波器組的幅頻響應(yīng)如圖5所示。
輸入信號(hào)首先通過圖3所示的信道化接收機(jī),子信道輸出的信號(hào)頻譜如圖6所示,然后進(jìn)行子信道檢測,依據(jù)式(9)計(jì)算子信道的環(huán)境因子ε,根據(jù)環(huán)境因子動(dòng)態(tài)調(diào)整一次檢測門限,一次檢測和二次檢測結(jié)果如圖7所示。
由原型濾波器的設(shè)計(jì)及信道劃分情況可知,各子信道的帶寬為62.5 MHz,但是在圖6中各子信道的實(shí)際帶寬只有37.5 MHz,這是由于插值的半帶濾波器使得過渡帶寬變窄,從而避開了精確重構(gòu)的條件,降低了硬件復(fù)雜度。而且對(duì)于1 GHz的寬帶接收機(jī),改進(jìn)的信道化結(jié)構(gòu)將插值的半帶濾波器移動(dòng)到抽取因子之后,使得半帶濾波器的運(yùn)行速率減少為62.5 MHz,對(duì)硬件的性能要求降低,實(shí)時(shí)性提高。除此之外,4個(gè)信號(hào)準(zhǔn)確地出現(xiàn)在了相應(yīng)的信道位置上,證明了改進(jìn)的信道化結(jié)構(gòu)的有效性,保證了實(shí)時(shí)性的提高是以改進(jìn)前后對(duì)信號(hào)的處理效果相同為前提的。最后從圖7中可以看出,上門限依據(jù)信道環(huán)境動(dòng)態(tài)變化,通過2次檢測,非空信道被準(zhǔn)確檢測出來。
以采樣頻率為62.5 MHz、載頻為15 MHz的BPSK信號(hào)作為上述信道化結(jié)構(gòu)的輸入,分別進(jìn)行N1=100點(diǎn)的能量檢測、循環(huán)特征譜檢測、雙門限循環(huán)特征譜檢測、雙門限頻譜相關(guān)性檢測以及本文方法檢測,單門限虛警概率取為0.01,N2設(shè)置為400,雙門限虛警概率分別取為0.01和0.5,進(jìn)行1 000次蒙特卡羅仿真實(shí)驗(yàn),各種檢測方法的性能曲線如圖8所示。
從圖8看出,本文方法的檢測性能與信噪比成正相關(guān),在檢測概率達(dá)到100%時(shí)較傳統(tǒng)能量檢測算法性能提升2.2 dB。
若將算法的運(yùn)行時(shí)間當(dāng)作對(duì)算法復(fù)雜度的估算,表1給出了本文提出的檢測方法與其他一些方法的算法復(fù)雜度的對(duì)比。從表1中可以看出,本文方法的運(yùn)行時(shí)間僅僅是傳統(tǒng)能量算法運(yùn)行時(shí)間的3倍左右,其余檢測算法在運(yùn)行時(shí)間上都遠(yuǎn)大于傳統(tǒng)能量檢測算法。仿真結(jié)果表明,本文提出的子信道檢測方法既相比于能量算法在性能上得到提升,又滿足大帶寬接收機(jī)的實(shí)時(shí)處理要求。
表1 各算法的平均運(yùn)行時(shí)間
本文提出一種改進(jìn)的信道化結(jié)構(gòu)和相應(yīng)的信道檢測方法。相比已有的信道化結(jié)構(gòu),本文通過增加整帶分解環(huán)節(jié)并置于抽取之后,避免了設(shè)計(jì)重構(gòu)原型濾波器的復(fù)雜過程。與改進(jìn)前的結(jié)構(gòu)相比,實(shí)時(shí)性提高,降低了對(duì)硬件性能的要求和接收機(jī)的設(shè)計(jì)復(fù)雜度;而且,本文提出的相應(yīng)的自適應(yīng)信道環(huán)境的子信道檢測方法在保證低復(fù)雜度、高實(shí)時(shí)性的前提下,比傳統(tǒng)能量檢測算法的檢測性能提高了2.2 dB,為信號(hào)重構(gòu)提供了有力的依據(jù)。
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