吳凱峰， 宋 東， 劉柏兵， 李 哲， 鐘昊天

(西北工業(yè)大學 航空學院，陜西 西安 710072)

0 引 言

傳統的接收機大多采用專用集成電路技術具有可擴展性差、算法無法升級及產品更新換代的時間較長的缺點。隨著軟件無線電理念的產生與技術的不斷發(fā)展，軟件接收機逐步取代傳統接收機，運用于各種類型信號的接收。軟件接收機充分發(fā)揮了軟件無線電的思想—硬件軟件化，將數字信號處理模塊整體交由軟件來處理，使接收機研發(fā)過程中對靈活性的要求得到最大限度的提高。

本文設計的廣播式自動相關監(jiān)視(automatic dependent surveillance-broadcast,ADS—B)軟件接收機系統，包括確定軟件無線電的采樣結構與數字前端結構及對采樣頻率與數字下變頻參數的分析，并設計了相應的軟件處理模塊。為了證明設計的軟件接收機系統的可行性，利用通用軟件無線電平臺(universal software radio platform,USRP)及圖形化語言LabVIEW對設計驗證，進行實際的ADS—B信號接收，實驗結果證明了設計的ADS—B軟件接收機系統的有效性。

1 ADS—B信號接收模型

1.1 1090ES模式ADS—B信號格式

1090ES(1 090MHz S模式擴展電文數據鏈)是一種基于S模式應答機的技術，采用頻率為1 090MHz。ADS—B消息數據塊格式采用脈沖位置調制(pulse position modulation,PPM)編碼，在每一個被傳輸的脈沖前半部分為1，而后半部分為0，其中一個完整的ADS—B信號由8 μs的前導報頭脈沖和112 μs數據信息位脈沖組成，如圖1所示。

圖1 ADS—B信號格式

1.2 ADS—B信號接收機原理模型

設計的ADS—B接收機系統原理模型分為硬件部分(模擬部分與數字前端)與軟件部分(數字后端)，其接收系統原理模型如圖2所示。

圖2 系統原模型

2 硬件方案

2.1 軟件無線電采樣結構方案

為了在實現需求的前提下保持較低的系統復雜度，選擇低中頻接收結構作為軟件無線電接收前端,其結構如圖3所示，作用為實現信號的正交下變換，用于射頻接收端第一級變頻，等效于x(t)e-jωLOt=x(t)[cos(ωLOt)-jsin(ωLOt)]。

圖3 低中頻接收結構

2.2 接收機通道數字前端方案

首先對射頻模擬信號或者中頻信號通過A/D轉換器進行數字化，然后采用數字下變頻和多速率數字信號處理技術，對信號進行頻率變換、濾波、抽取等處理，將感興趣信號分離和提取出來，并將采樣速率降低到較低的速率，送到基帶信號處理單元對感興趣的信號進行后續(xù)處理。本文采用適于設計的基于數字混頻正交變換的數字下變頻。正交數字下變頻法主要有數字混頻器、數字控制振蕩器(numerically controlled oscillator,NCO)和數字濾波器3部分組成，如圖4所示。

圖4 數字下變頻器的組成

其前部分作用：將采樣后的復信號混頻下變頻，用于二次變頻，數學原型為

[xI(t)+jxQ(t)]×e-jωct=[xI(t)+jxQ(t)]×[cos(ωct)-jsin(ωct)]

(1)

使頻譜向下搬移ωc，去掉中頻，將有用信號最終搬移到基帶。

數字濾波器采用多級數字濾波器，并將結構簡單、無須乘法運算的積分—梳頭級聯(cascaded integrator-comb,CIC)濾波器作為第一級濾波器，將設計復雜度高、幅頻特性好的有限長單位沖擊響應(fininte impulse response,FIR)濾波器作為最后一級濾波器。通過數字濾波器濾出的感興趣信號，依次經過一定整數倍的抽取，數據得到降低，再傳給之后的模塊進行處理。

2.3 中頻A/D采樣速率及抽取參數分析

1090ES模式的ADS—B信號的碼元速率為1 Mbps，消息數據塊格式采用PPM編碼，調制方式是二進制振幅鍵控(2ASK)，工作頻率為1 090 MHz。根據2ASK信號帶寬B2ASR為基帶信號帶寬的2倍，而歸零波形基帶信號的帶寬為Bs=1/τ，τ=0.5 μs為ADS—B信號的電脈沖寬度，故在只計譜的主瓣時，帶寬為4 MHz，為了留一定余量，及增強抗干擾性，取B2ASK=6 MHz。

2.3.1 帶通采樣

根據奈奎斯特采樣定理，對中頻帶通信號，取帶寬為B，只要取fs≥2B的某些值，即可保證信號頻譜不重疊。在實際應用中，AD采樣前需要加抗混疊帶通濾波器(band-pass filter,BF)，以消除帶外噪聲帶來的頻譜混疊。采樣速率由式2fH/n≤fs≤2fL/(n-1)確定。其中，fH為信號的最高頻率,fL為信號的最低頻率,n為整數，其取值范圍為2≤n≤fH/(fH-fL)。

采樣速率的確定：取中頻為fo=60 MHz，B2ASK=6 MHz，則fH=63 MHz，fL=57 MHz，可得126/n≤fs≤114/(n-1)，fs越低，采樣后頻譜的間隔越小，抗混疊帶通濾波器實現越困難。故在ADC滿足的情況下，盡量取較大的采樣速率。本文取采樣頻率為100 MHz，一方面避免了由于濾波器的不理想而產生的混疊，另一方面可以增大中頻的選擇范圍，及最多可以處理帶寬為40 MHz的中頻信號，為以后的工程改進與實現增加了靈活性。

2.3.2 信號的整數倍抽取

為了降低后面的信號處理的數據吞吐量，減少解碼算法的計算量，加快信號的處理速度，需要在不使信號失真的前提下，對A/D采樣后的ADS—B信號進行整數倍抽取。設原始采樣速率為x(n)，抽取倍數為D，則抽取后的新序列為xD(m)，即xD(m)=x(mD)=x(mD)，m=0,±1,±2,…,其中D為正整數。1090ES模式的ADS—B接收機中，ADS—B信號經過PPM編碼后，碼元速率為2 Mbps，考慮到軟件處理部分需要1個碼元5個采樣點，使輸出速率為10 Mbps，故在數字下變頻通道結構中，通道的抽取倍數為10。

2.4 接收機通道結構總體方案

最終的接收通道的設計方案結構如圖5所示。

3 軟件處理模塊

根據1090ES ADS-B信號的特點，ADS—B接收系統軟件處理模塊可以分為報頭檢測模塊與數據位處理模塊。其中報頭檢測模塊包括：脈沖檢測模塊、脈沖位置(VPP)檢測模塊、上升沿位置(LEP)模塊、邊沿信號(DF)檢測模塊、報頭初始檢測模塊、交疊測試模塊、參考功率計算模塊及功率一致性檢測模塊；數據位處理模塊包括：數據位判定模塊、檢錯糾錯模塊及信息解碼模塊。各模塊的主要功能如下：

1)脈沖檢測模塊：對輸入數字幅度信號進行分析，檢測出VPP和LEP符合要求的脈沖。

2)VPP檢測模塊：比較VPP信號與標準報頭，判斷在0，1，3.5，4.5 μs處是否存在有效位置，結果作為報頭初始檢測模塊的輸入之一。

3)LEP檢測模塊：比較輸入的LEP信號與標準報頭，判斷在0，1，3.5，4.5 μs處是否存在上升沿信號，且在這4個時間點上存在上升沿的個數是否不小于2，結果作為報頭初始檢測模塊的輸入之一。

4)DF檢測模塊：判斷在 8.5，9.5，10.5，11.5，12.5 μs位置上是否存在邊沿信號，若有不少于4個沿變化，代表此處存在PPM 編碼的數據。DF檢測是為了確定后面的數據位的脈沖未被污染。

5)報頭初始檢測模塊：以VPP 檢測模塊、LEP 檢測模塊、DF 檢測模塊檢測結果為輸入信號，若同時滿足，則通過報頭初始檢測；反之，不通過。

6)交疊測試模塊：解決可能出現的多個S模式報頭交疊的現象。

7)參考功率計算模塊：計算出此報頭的參考功率，用于數據提取以及置信度的判斷等。

8)功率一致性檢測模塊：為了在確定報頭無交疊污染的情況下也沒有自身的報頭功率缺損，其方法為取得4個報頭脈沖的平均值，與參考電平進行比較，如果其差值在+3 dB之內，則進行下一步檢測。

9)數據位判定模塊：與參考功率進行比較，獲取數據位上的代碼信息，得出二進制編碼形式下為1或者0及各數據位的置信度。

10)檢測糾錯模塊：對所得到的二進制編碼進行檢測，判斷是否錯碼，若發(fā)生錯碼，且錯碼數不超過5時對置信度低的數據位進行誤碼糾錯。

11)信息解碼模塊：對接收到信號進行相應解碼，獲得信號中所包含的信息。

軟件模塊處理流程如圖6所示。

4 基于USRP N210與LabVIEW接收機實現與數據分析

試驗主要設備為一臺USRP N210設備和一臺普通的臺式電腦。軟件采用LabVIEW。試驗過程中，進行了多次短暫的ADS—B信號接收，其中一次接收的部分結果組成為：最前面6位數據代表ICAO碼；緊靠近ICAO碼的是接收到的ADS—B信息類型；之后的數據為該信息類型所對應的信息。分析結果的具體數據可知，數據在時刻變化，且數據量的變化符合飛機實際的飛行情況。為了證明數據的真實性，通過ICAO碼的查詢，確定了相應航班在時間上的符合。

圖6 軟件處理流程

5 結束語

介紹了ADS—B軟件接收機系統的具體設計過程，分析了設計的相關理論問題，并采用硬件平臺USRP N210與LabVIEW語言對設計進行了驗證，實測數據表明了接收系統的可行性與有效性?；谲浖o線電的軟件接收機，可以利用軟件靈活的處理接收到的信號，符合未來信號接收機的發(fā)展趨勢，具有廣泛的應用前景。