張 俊,楊 亮,王 杰,付寒瑜,喬照洋

(中國船舶重工集團公司第七二三研究所,江蘇 揚州225101)

0 引 言

隨著現(xiàn)代雷達系統(tǒng)中大功率固態(tài)功率放大器的廣泛運用,高功率密度的高頻開關(guān)電源作為其供電電源受到廣泛重視。由于大功率射頻功率放大模塊是通信系統(tǒng)的核心部件,因此固態(tài)功率放大模塊供電電源的設(shè)計與可靠性研究就顯得相當重要[1-2]。針對大功率固態(tài)射頻功率放大模塊大脈沖電流、快上升沿、大占空比、多路供電的負載需求特性,為其供電的電源模塊必須具備高品質(zhì)和高可靠性,還需要完善的邏輯保護措施,在不同情況下保護功率放大模塊[3]。

本文結(jié)合固態(tài)功率放大模塊的負載特性,分析研究針對固態(tài)功率放大模塊的邏輯保護電路,設(shè)計輸入電壓300 V,輸出電壓28 V和9 V,輸出功率200 W的高輸入電壓、高功率密度、多路輸出組件電源。

1 電源方案設(shè)計

針對基于大功率Ga N功率放大器的固態(tài)功率放大模塊,其供電電源基本技術(shù)指標如表1所示。

針對DC300 V高輸入電壓,組件電源第1級采用半橋拓撲,可以在高集成度電源模塊內(nèi)很好地簡化平面變壓器設(shè)計和開關(guān)管選擇[2]。電源系統(tǒng)如圖1所示。

圖1 電源系統(tǒng)框圖

DC 300 V直流電經(jīng)過緩沖電路和濾波電路,送到半橋直流變換電路中,得到DC 28 V直流電壓。28 V分2路:一路經(jīng)過浪涌抑制電路和邏輯控制開關(guān)直接給固態(tài)功率放大模塊中射頻放大器件供電;另一路送到BUCK直流變換電路中,再經(jīng)過低壓差線性穩(wěn)壓器輸出超低紋波DC 9 V直流給功率放大模塊中控制和驅(qū)動電路供電。DC 28 V輸出增加輸出浪涌抑制和邏輯開關(guān),可以針對固態(tài)功率放大模塊的異常狀態(tài)進行快速保護,切斷DC 28 V,避免固態(tài)功率放大模塊內(nèi)部的功率放大管損壞。DC 9 V輸出增加一級低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO),進一步降低輸出紋波和有效實現(xiàn)浪涌抑制,降低對功率放大模塊中控制電路的噪聲影響。此外,通過加電控制保護單元實現(xiàn)輸入過壓、輸入欠壓、輸出短路、輸出欠壓、輸出過壓故障檢測和28 V輸出邏輯控制。

電源模塊中9 V為射頻功率放大器提供輔助電源和Ga N射頻功率模塊的偏置電源,28 V提供Ga N射頻功率放大器的主電源。

具體組成如圖2所示。

圖2 高輸入電壓高功率密度多路輸出組件電源原理框圖

1.1 高壓半橋隔離DC/DC電路設(shè)計

針對高密度電源模塊300 V高壓輸入和大功率輸出,設(shè)計采用半橋拓撲結(jié)構(gòu),如圖3所示。半橋拓撲可以將開關(guān)管的電壓應力相對正激結(jié)構(gòu)減少一半,變壓器使用率可以接近100%,變壓器的體積相對正激減少一半,有效開關(guān)頻率也能提高一倍[4]。后級采用同步整流技術(shù),進一步提高組件電源的滿載效率。

圖3 高壓半橋隔離DC/DC電源拓撲

為了滿足電源模塊的高功率密度需求,設(shè)計變換器工作頻率為200 k Hz,利用高開關(guān)頻率進一步降低平面變壓器、輸入輸出電容和輸出電感的大小。為了防止半橋橋臂共通,設(shè)計最小死去時間為200 ns,變換器的最大占空比為92%,半橋電路平面變壓器變比為:

式中:Vin(min)為最小輸入電壓;Dmax為最大占空比;Vo為輸出電壓;Vf為同步整流管壓降。

考慮一定設(shè)計余量,選取變壓器變比為4。由此可推出變壓器初級最低電壓為:

式中:Vab(min)為變壓器初級電壓。

由此可得半橋電容橋臂的電壓最大紋波電壓為:

根據(jù)最大紋波電壓,由下式可得到電容橋臂的最小電容值:

式中:Q為電容器中電荷;η為電源效率。

根據(jù)計算結(jié)果,選擇4片250 V/0.22μF高頻瓷片電容器,2個并聯(lián)為1個橋臂。

控制電路采用高集成度控制芯片LM5035A,LM5035A半橋控制器/門驅(qū)動電路包含了必要功能來實現(xiàn)半橋拓撲電源轉(zhuǎn)換器使用的線電壓前饋電壓控制模式,并輸出同步整流驅(qū)動,簡化了后級同步整流驅(qū)動設(shè)計?？刂破鲀?nèi)部硬件嵌入輸入過壓、輸入欠壓、內(nèi)部過熱、可調(diào)軟啟動、逐周期過流保護電路,設(shè)計相應外圍電路可以提高電源模塊的可靠性。LM5035A的外圍電路設(shè)計如圖4所示。

圖4 LM5035A控制芯片外圍控制電路

1.2 功率平面變壓器的設(shè)計

平面變壓器因為特殊的平面結(jié)構(gòu)和繞組的緊密耦合,大大降低了高頻寄生參數(shù),極大地改進了高功率密度開關(guān)電源的工作表現(xiàn),近年來在開關(guān)電源領(lǐng)域得到了廣泛的應用。平面變壓器中的平面印制繞組[5]使得生產(chǎn)過程中的變壓器各繞組相互間具有精確的間距,產(chǎn)生的高頻寄生參數(shù)一致性高,因此允許用自動組裝設(shè)備批量生產(chǎn),可以大大提高每個變壓器的重復一致性及可靠性,避免了常規(guī)變壓器手工繞制帶來的不規(guī)則性和不穩(wěn)定性。采用印制繞組的平面變壓器設(shè)計,為了更好地減小漏感、解決初次級耐壓問題、縮減主基板的層數(shù),將變壓器的初次級分開設(shè)計,充分利用印制板絕緣強度高的特性。大電流次級繞組設(shè)計在主基板中,高壓初級繞出單獨繪制,并嵌入變壓器中,將次級繞組夾在中間,利用PSSP結(jié)構(gòu)降低漏感。

電源額定輸出功率P0≥200 W,變壓器磁芯采用PQ32的PC95材質(zhì)鐵氧體磁芯。為了減小磁芯的鐵損,通常選定飽和磁通密度Bs的1/2到2/3,查表根據(jù)PC95材質(zhì)的飽和磁通密度選取最大磁通密度Bmax=0.15 T。計算初級繞組匝數(shù):

式中:Np為初級匝數(shù);Vinmax為最大輸入電壓345 V;kf為電流波形系數(shù)4;Ae為PQ32的有效磁芯截面積120 mm2。

初級取整12匝,由上面計算的變壓器變比n=4.12,取整得到變壓器次級匝數(shù)為3匝。

考慮繞組線包的銅損導致的溫升,設(shè)計線圈的溫升為20℃,取對應的電流密度J為20 A/mm2[6-7]。變壓器初次級繞組印制線寬度由下式計算所得。

式中:H=70μm,為印制線覆銅厚度。

其中次級繞組分為2個繞組并聯(lián),各繞組3.14 mm線寬。

1.3 28 V輸出電容設(shè)計

由于電源后級負載射頻功率放大模塊為脈沖負載,28 V輸出的負載電流從0上升到20 A的時間約為50 ns,變換的開關(guān)頻率設(shè)計為200 k Hz。DC/DC變換器的控制回路存在延遲,來不及響應輸出電壓的變化情況,不能將輸入電源的能量及時傳遞到輸出電容,以補充負載從電容上消耗的能量。因此在50 ns的上升時間內(nèi),負載所消耗的能量只能從電容上拉取。由于鋁有機聚合物電容具備穩(wěn)定的溫度特性、極低的等效阻抗(ESR)和阻抗特性以及長壽命、高可靠性,組件電源的輸出濾波電容采用固態(tài)鋁電解電容和陶瓷電容的組合。電源28 V輸出采用鋁有機聚合物電容并聯(lián),單只電容容量C=390 μF,RESR=18 mΩ。

以28 V輸出從0上升到20 A的上升/下降時間為50 ns,對28 V輸出電壓的頂降和跌落進行評估。電容在高頻下等效為電容和等效串聯(lián)電阻、等效串聯(lián)電感的串聯(lián)模型,在上升時間內(nèi),負載電容上的電壓跌落應該是電容和等效電阻、等效電感三者共同作用的結(jié)果。設(shè)計采用5只電容并聯(lián),總電容量Cout=1 950μF,RESR=3.6 mΩ,降低輸出電容ESR的同時,降低單個電容的熱耗,并且減小對單個電容脈沖電流技術(shù)指標的需求?？紤]輸出電容的引線和印制板走線,預計5只電容并聯(lián)后加上到電源輸出端引線的等效電感(ESL)LESL=0.5 n H。

對以上數(shù)據(jù)進行計算,由電容產(chǎn)生的跌落電壓為:

式中:fc為DC/DC電路回路的穿越頻率,取開關(guān)頻率的1/10為20 k Hz。

在負載上升時間內(nèi),總的跌落電壓ΔU≈354 m V,而影響最大的為ESL產(chǎn)生的跌落與過沖。電容規(guī)格書給出的電容頻率特性顯示,在頻率為100 k Hz～300 k Hz內(nèi),電容本身的阻抗特性主要為ESR,因此通過改善輸出電容的印刷電路板(PCB)布線工藝和減小電容的引線電感來降低ESL即可將跌落與過沖降低。

1.4 高壓半橋電路閉環(huán)仿真

針對射頻功率放大模塊對28 V的高脈沖電流、快前后沿(大于0.4 A/ns)、大脈寬(大于150μs)、高占空比等負載特性經(jīng)行電路參數(shù)的理論計算和SABER仿真驗證,主要對高壓半橋28 V電源的脈沖負載特性進行研究。結(jié)果表明,通過增加輸出電容、減小輸出頂降、并聯(lián)大量低ESR瓷片電容減小、調(diào)節(jié)電路環(huán)路參數(shù),增加負載動態(tài)特性,可以實現(xiàn)射頻功率放大模塊負載特性對28 V電源的技術(shù)要求。仿真結(jié)果如圖5所示。

1.5 BUCK降壓電路的設(shè)計

BUCK降壓電路采用LM5117芯片設(shè)計,該電路在高重頻開關(guān)變換的基礎(chǔ)上采用同步整流技術(shù),用低導通電阻的MOS管代替肖特基整流二極管,減小了開關(guān)導通時的靜態(tài)損耗,提高了BUCK電路的效率。為了后級低壓差線性穩(wěn)壓器的正常輸出,設(shè)計BUCK輸出9.5 V。該電路的原理圖如圖6所示。

圖5 28 V脈沖負載仿真圖

圖6 BUCK降壓原理框圖

具體電路圖如圖7所示。

1.6 低壓差線性穩(wěn)壓電路設(shè)計

由于射頻功率放大模塊中控制電路對供電電源紋波(小于50 m V)和穩(wěn)定性要求很高,9 V輸出增加了一級低壓差線性穩(wěn)壓電路。設(shè)計采用4個線性穩(wěn)壓芯片LT3080并聯(lián),并經(jīng)過均流電阻輸出。該芯片具有低壓降的特點,輸入電壓比輸出電壓高350 m V芯片就能正常工作,這個特點大大減小了線性穩(wěn)壓器的損耗。4個并聯(lián)最大輸出4.4 A,并且使得電源輸出紋波控制在50 m V以內(nèi)。電路圖如圖8所示。

1.7 28 V輸出的浪涌抑制和邏輯開關(guān)設(shè)計

為了更快更好地保護射頻功率放大模塊不受損壞,在電源故障和外部關(guān)斷控制使能有效時,在保證DC 9 V正常輸出的情況下,通過末級MOS管關(guān)斷DC 28 V輸出,DC 28 V輸出的浪涌抑制和邏輯開關(guān)電路如圖9所示。并且通過浪涌抑制電路設(shè)計,對組件輸入電壓DC 28 V進行更好的過壓保護和過流保護。LT4356-3可以有效地檢測輸出電壓,當輸出電壓高于30 V,LT4356-3可以控制MOS管V2、V3,使得輸出電壓維持在30 V,短時間內(nèi)起到線性穩(wěn)壓器的作用。并且在輸入過壓持續(xù)較長時間時,關(guān)斷MOS管,切斷DC 28 V輸出,并報出故障信號。當輸出電流過大(大于30 A),電阻R1兩端電壓超過50 m V時,LT4356-3同樣可以限制輸出電流,并且在持續(xù)過流時切斷輸出,上報故障信號。利用此電路,可以有效地抑制輸出電壓電流過沖,保護射頻功率放大模塊免受過壓和電流浪涌損壞。

圖7 LM5117 BUCK降壓電路原理圖

圖8 低壓差線性穩(wěn)壓電路原理圖

1.8 控制保護電路設(shè)計

為了確保射頻功率放大模塊安全可靠地工作,需要對主電源28 V和輔助電源9 V進行實時狀態(tài)檢測和邏輯控制,及時響應電源模塊的故障、放大器模塊的異常狀態(tài)和系統(tǒng)加電/放電信號,通過加電/放電時序控制,達到對放大器模塊的保護。

控制保護電路包括電源自身的狀態(tài)監(jiān)測和故障保護,還有針對后端射頻功率放大模塊特殊加電時序要求的邏輯控制電路。

電源自身的狀態(tài)監(jiān)測和故障保護包括輸出電壓電流檢測,輸入過/欠壓、輸出過/欠壓和輸出過流保護。邏輯控制電路主要功能:28 V電源的輸出控制,28 V電源、外部控制信號以及9 V電源的邏輯控制和保護,同時送出狀態(tài)或故障信號。

具體控制邏輯和正常加電控制時序如圖10、圖11所示。

圖9 28 V輸出的浪涌抑制和邏輯開關(guān)電路

電源啟動時,28 V隔離電源啟動,當28 V電源達到后級9 V啟動閾值時,9 V電源啟動。當9 V超過欠壓閾值后,28 V輸出邏輯開關(guān)受外部控制信號控制。設(shè)計9 V電源的輸出電容較前級28 V電源輸出電容大一個量級,確保9 V異常斷電時,在9 V跌落到安全電壓之前,保證射頻功率放大器上的輔助電源和偏置電源,并迅速切斷射頻功率放大器負載上的的28 V,如圖10所示。因為9 V電源由28 V降壓所得,28 V故障關(guān)斷時,9 V必然隨之關(guān)斷,滿足設(shè)計需求。

圖10 控制邏輯框圖

圖11 控制時序圖

2 樣機測試

樣機測試數(shù)據(jù)如表2所示。

表2 樣機測試數(shù)據(jù)

3 結(jié)束語

通過樣機試制,并結(jié)合脈沖電子負載測試,主要技術(shù)指標滿足相關(guān)設(shè)計需求。最終實際配合固態(tài)射頻功率放大器負載進行測試,證明相關(guān)電源架構(gòu)技術(shù)和保護設(shè)計滿足固態(tài)射頻功率放大器的工作要求。