風(fēng)電機組變流器電流諧波水平案例分析?

趙梓航，王海云，唐新安，王佳

（1．新疆大學(xué)電氣工程學(xué)院，烏魯木齊830047；2．北京金風(fēng)科創(chuàng)風(fēng)電設(shè)備有限公司，北京100176）

0 引 言

2016年我國風(fēng)電機組累計裝機容量達到1．69億千瓦［1］，隨著風(fēng)電累計裝機容量和海上累計裝機容量的持續(xù)增長，風(fēng)電變流器產(chǎn)品的需求呈現(xiàn)出整體增長模式。其中風(fēng)電機組單機容量的不斷增大，也使得機組變流器的系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不斷發(fā)生變化。

為實現(xiàn)風(fēng)力發(fā)電機組能夠理想可靠地向電網(wǎng)提供電力，分析的風(fēng)力發(fā)電機組不同變流器對并網(wǎng)電能質(zhì)量產(chǎn)生的影響就顯得尤為重要［2-4］。

樊熠等基于對風(fēng)電場的數(shù)據(jù)分析，得出變流器網(wǎng)側(cè)濾波電容容抗與箱變感抗是引起機組諧振的主要原因［5］；Melício 等比較了變流器的三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，相比經(jīng)典的整數(shù)階控制策略［6］，發(fā)現(xiàn)采用分?jǐn)?shù)階控制的多電平變流器能有效改善風(fēng)電機組的諧波釋放；Yin Xiuxing等利用模糊積分滑模電流控制策略，配合諧波補償器［7］，達到了消除機組機側(cè)高次電壓諧波的目的；Noshahr仿真研究了微網(wǎng)中永磁同步電機在全功率變頻器切換操作下的諧波釋放水平［8］，發(fā)現(xiàn)對諧波的釋放和抗擾度影響特別大的頻率區(qū)間為2 kHz-150 kHz；Seixas等介紹了五次諧波含量對PMSG風(fēng)機影響的計算模擬［9］，為此提出了一種新的輸出電壓矢量選擇控制策略；He Yifei等基于VSC變流器使用PI、PR級聯(lián)控制器［10］，仿真發(fā)現(xiàn)能有效地補償負(fù)序電流，抑制諧波水平；Huo Xianxu等為補償風(fēng)電機組的電壓畸變［11］，在多級同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)入相應(yīng)次級的電流諧波，達到了很好的效果。以上文獻都從仿真角度出發(fā)研究風(fēng)電機組變流器的諧波水平，并未考慮實際工況下機組變流器諧波、間諧波、高頻分量的釋放水平及特征。

基于兩種不同類型的并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電機組，詳述了機組I型被動整流變流器與II型主動整流變流器，結(jié)合IEC標(biāo)準(zhǔn)方法，以現(xiàn)場試驗數(shù)據(jù)結(jié)果為基礎(chǔ)，對比分析了I型被動整流變流器與II型主動變流器電流諧波、電流間諧波和電流高頻分量的釋放水平及特征。

1 變流器區(qū)別

變流器在風(fēng)力發(fā)電機組中主要起到解耦和電能轉(zhuǎn)換的作用，當(dāng)風(fēng)力發(fā)電機組配備不同的變流器時，變流器性能結(jié)構(gòu)的優(yōu)缺點也直接影響到了機組。表1為兩組變流器主要信息的對比。

表1 變流器信息比較Tab．1 Information comparison between two converters

在核心元件方面，I型被動整流變流器的核心元件為10支結(jié)構(gòu)相同的IGBT模塊，相互可以互換，拆卸便捷，缺點是抗干擾能力稍差。II型主動整流變流器技術(shù)相對成熟，應(yīng)用廣泛，但高度的整合使得更換變流器時成本要比I型變流器高出許多。

在冷卻方式方面，I型被動整流變流器采用空冷的方式，II型主動整流變流器采用水冷的方式。因為水的比熱系數(shù)大，所以水冷的方式更有利于變流器柜體的散熱，但同時獨立的柜體使制造成本加大，并且如果水冷柜發(fā)生漏水現(xiàn)象，會大大增加機組的故障率。

在柜體結(jié)構(gòu)方面，I型被動整流變流器中的IGBT單元在柜中疊加布置，結(jié)構(gòu)緊湊，節(jié)約了大量空間，缺點是一旦其中的元件被燒毀，可能會造成相鄰元件的附加損傷。而II型主動整流變流器在柜體中采用并排獨立的安裝方式，結(jié)構(gòu)上顯然會優(yōu)于I型變流器。

以下章節(jié)詳細(xì)介紹了I型被動整流變流器和II型主動整流變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制原理。

2 I型被動整流變流器

I型被動整流變流器整體可近似分為整流、升壓、逆變?nèi)蟛糠?。主回路、控制回路和配電回路共同組成整個I型變流器的硬件部分。

主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。在網(wǎng)側(cè)斷路器閉合之前，預(yù)充電回路先對直流母排進行預(yù)充電，以此防止網(wǎng)側(cè)主斷路器閉合時，直流母排上大容量的電容對電網(wǎng)造成大的沖擊傷害。

圖1 I型變流器主拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig．1 Main circuit topology of type I converter

當(dāng)母線電壓達到一定值，預(yù)充電完成，網(wǎng)側(cè)主斷路器閉合。機側(cè)補償電容的作用是，補償非線性負(fù)載的無功，使發(fā)電機端電壓、電流同相位。當(dāng)發(fā)電機轉(zhuǎn)速滿足并網(wǎng)要求時，電能經(jīng)過二極管整流橋模塊（兩套三相全橋不可控整流），將頻率、電壓不穩(wěn)定的交流電轉(zhuǎn)換為直流電，這使得電路中雜散電感幾乎不存在。

定子電流表達式如公式（1）所示，式中ik為各次諧波電流，φik為各次諧波電流相位，k=6n±1（n=0，1，2…，k＞0），機側(cè)采用不控整流后，電流存在 6n±1次諧波。

經(jīng)過并聯(lián)電容對所得直流電濾波和穩(wěn)壓之后，三重Boost電路升壓后控制整流后的電流，由斬波相位互差120°的斬波模塊完成。對于這三支IGBT模塊，發(fā)揮功能的是其中上橋臂和下橋臂反并聯(lián)的二極管。并聯(lián)的電容中點接地，分割直流母線電壓，降低絕緣等級。制動模塊利用制動電阻釋放多余能量，從而維持直流母線電壓穩(wěn)定。

逆變部分為三相全橋有源逆變，采用SPWM控制方式，三相由六支IGBT模塊兩兩連接組成。將升壓斬波后的直流電，變換成與電網(wǎng)同相位、工頻50 Hz的交流電。同時考慮并網(wǎng)電流中的高頻諧波分量，加入濾波電容，以滿足電網(wǎng)對并網(wǎng)電流畸變率的要求。

3 II型主動整流變流器

基于全控器件的PWM變流器能夠?qū)崿F(xiàn)能量的雙向流動，如果將直流母線電壓近似恒定，則雙PWM變流器即等效為兩個變流器背靠背串接。

3．1 機側(cè)控制原理

電機側(cè)變流器控制目標(biāo)為實現(xiàn)電機發(fā)出的交流電整流，通過控制電機轉(zhuǎn)矩，精確地對電機轉(zhuǎn)速進行控制。由于風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)永磁同步電機與風(fēng)機同軸，對電機轉(zhuǎn)速的控制就是對風(fēng)機扇葉的轉(zhuǎn)速控制，從而改變獲得風(fēng)能的大小。

如圖2所示，II型主動整流變流器，機側(cè)采用了基于磁場定向矢量控制的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)。為實現(xiàn)磁鏈ψf和電磁轉(zhuǎn)矩Te的解耦，加以對定子磁場磁鏈?zhǔn)噶糠较虻目刂?。通過控制機側(cè)電流iW、iV、iU，實現(xiàn)對發(fā)電機的控制和功率傳輸，對發(fā)電機扭矩進行實時跟蹤，間接控制發(fā)電機轉(zhuǎn)速，追蹤機組的最大功率輸出。同時對發(fā)電機端電壓uDC進行控制，在高轉(zhuǎn)速時，施加弱磁控制，維持發(fā)電機端電壓穩(wěn)定。電機電流方程如下：

式中ωe為電角速度；Rs為定子電阻；空載電勢Es=ωeψf。

相較傳統(tǒng)的電機控制，需要利用速度傳感器觀測轉(zhuǎn)子位置而言，這里機側(cè)變流器采用了無速度傳感器控制技術(shù)，可減小誤差、提高系統(tǒng)魯棒性。

圖2 機側(cè)控制原理框圖Fig．2 Block diagram of generator side converter

3．2 網(wǎng)側(cè)控制原理

電網(wǎng)側(cè)變流器在保證直流母線電壓恒定且高于電網(wǎng)電壓的同時，有效的將良好的電能輸送至電網(wǎng)。當(dāng)電網(wǎng)出現(xiàn)故障，電壓跌落時，需要變流器向電網(wǎng)進行無功補償。

II型變流器網(wǎng)側(cè)采用了電網(wǎng)電壓定向矢量控制，控制原理上與機側(cè)變流器類似。圖3的應(yīng)用軟件框圖中，功率變換器的電壓控制模式為可選模式，無功電流可以根據(jù)機組控制器的無功指令Q、電網(wǎng)電壓Us直接給定：

電流ia，ib，ic從三相靜止坐標(biāo)，兩相靜止坐標(biāo)，在經(jīng)過兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系后，其數(shù)學(xué)模型可表示為：

變換后可以發(fā)現(xiàn)，id、iq電流除受控制量ud、uq影響外，還受到耦合項與網(wǎng)側(cè)電壓ed、eq的干擾。于是利用電網(wǎng)基波正序分量矢量的定向約束，在工頻同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下對有功、無功電流解耦，得到最終簡化狀態(tài)方程如式5所示。

這里，網(wǎng)側(cè)變流同時利用電網(wǎng)電壓定向矢量控制構(gòu)成電流內(nèi)環(huán)、直流母線電壓外環(huán)的控制系統(tǒng)，當(dāng)母線電容大小合適，控制參數(shù)整定合理的情況下，有效維持母線電壓近似恒定，以實現(xiàn)機側(cè)與網(wǎng)側(cè)變流器的獨立。

式中Kp、Ki為控制環(huán)的比例參數(shù)與積分參數(shù)，i?d，i?q為交流側(cè)逆變指令電流。

通過調(diào)整有功無功大小，網(wǎng)側(cè)變流可在全功率因數(shù)范圍內(nèi)運行，電網(wǎng)電壓低時，可以發(fā)出容性無功，支撐電網(wǎng)電壓。電網(wǎng)電壓過高時，吸收感性無功，降低電網(wǎng)電壓。

圖3 網(wǎng)側(cè)控制原理框圖Fig．3 Block diagram of grid side converter

4 試驗方法

IEC標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，風(fēng)機連續(xù)運行時的電流諧波（至少50倍基波分量）、間諧波（2 kHz以下）和高頻分量（2 kHz～9 kHz）都應(yīng)當(dāng)進行測量［12］。

試驗時，每個10%功率區(qū)間至少采集了9個（三次測量和三相）10分鐘的瞬時電流連續(xù)測量量。頻譜的測量和分組符合IEC 61000-4-7［13］的要求。對于測得的矩陣加權(quán)電流，都應(yīng)用離散傅里葉變換（Discrete Fourier Transform，DFT）。本系統(tǒng)使用10周期采樣。

同時，變流I型機組通過35 kV升壓變接入風(fēng)場，箱變高壓側(cè)短路容量為186 MV·A；變流II型機組通過38．5 kV升壓變接入風(fēng)場，箱變高壓側(cè)短路容量為204 MV·A。電流線圈統(tǒng)一安裝在圖4風(fēng)電機組變流器網(wǎng)側(cè)母排上，數(shù)采設(shè)備使用DEWE 3020型數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，風(fēng)速信號由機艙風(fēng)速計獲得。

圖4 電能質(zhì)量測量點Fig．4 Test points of power quality

在電網(wǎng)畸變率最小的情況下，測量結(jié)果基于每一個有功功率區(qū)間觀測10分鐘。剔除了明顯地被電網(wǎng)背景噪聲作用的測量數(shù)據(jù)。對任何次諧波其諧波電流如果小于In的0．1%，則不記錄?？傊C波電流畸變率（Total Harmonic Current Distortion， THC）計算如下：

式中Ih為第h次諧波電流的有效值；In為風(fēng)機額定電流。

這里并沒有測量風(fēng)機啟動或其他開關(guān)操作引起的短時間諧波。

5 試驗結(jié)果

試驗期間機組無功功率設(shè)定為Q=0，變流I型機組數(shù)采設(shè)備采樣頻率40 kHz，變流II型機組采樣頻率20 kHz。為更好地顯示出每組結(jié)果數(shù)據(jù)的特性，下列圖組中右側(cè)刻度并沒有使用統(tǒng)一的量度。

圖5、圖6兩類機組變流器的各次諧波電流含量中，I型變流器出現(xiàn) 2、3、4、5、7、19、23 次電流諧波，3、5、7次電流諧波含量高，尤其是3次諧波，在所有功率區(qū)間平均值達到2．64%，滿發(fā)狀態(tài)下最大值為3．4%。

圖5 I型變流器各功率區(qū)間各次諧波電流含量Fig．5 Content of harmonic currents for each active power bin of converter I

II型變流器出現(xiàn) 2～8、11、13、17、19、23 次諧波，諧波次數(shù)出現(xiàn)率遠(yuǎn)高于變流I型機組，同時最大電流諧波含量出現(xiàn)在5次諧波上，平均值為1．21%，最大值為1．45%。另外，兩類機組變流器31次～50次諧波電流含量均為零，這里并沒有表示出來。

可以發(fā)現(xiàn)，兩類機組變流器電流諧波含量均出現(xiàn)在2、3、6k±1（k為正整數(shù)）等諧波次數(shù)上，含量隨著次數(shù)的增高而降低。II型變流器較I型變流器而言，產(chǎn)生的電流諧波幅值小、分布相對分散，這是由于機組變流系統(tǒng)采用了不同的調(diào)制方式［14-15］。并且I型變流器未出現(xiàn)大面積的偶次諧波，說明其產(chǎn)生的電流波形具有良好的半波對稱性。

圖6 II型變流器各功率區(qū)間各次諧波電流含量Fig．6 Content of harmonic currents for each active power bin of converter II

圖7 、圖8間諧波結(jié)果圖中，總頻率范圍為75 Hz～1 175 Hz，統(tǒng)計間隔為 50 Hz。I型變流器在 75 Hz、125 Hz、175 Hz、225 Hz頻率出現(xiàn)間諧波含量，均值為0．18%，最大值為 0．28%。

圖7 I型變流器各功率區(qū)間間諧波含量Fig．7 Content of inter-harmonics for each active power bin of converter I

圖8 II型變流器各功率區(qū)間間諧波含量Fig．8 Content of inter-harmonics for each active power bin of converter II

II型變流器間諧波含量分布則表現(xiàn)出不均勻、不連續(xù)的趨勢，在 75 Hz～225 Hz、775 Hz～975 Hz都出現(xiàn)電流間諧波，均值為0．19%，最大值為1．04%。兩類機組變流器在1 175 Hz～1 975 Hz都沒有出現(xiàn)間諧波含量。需要指出的是，目前IEC間諧波檢測方法并不完善，檢測結(jié)果存在一定的泄漏效應(yīng)［16］。

圖9、圖 10中，電流高頻分量的中心頻率為 2．1 kHz～8．9 kHz，統(tǒng)計間隔 0．2 kHz。 I 型變流器在 4．7 kHz、4．9 kHz頻率出現(xiàn)電流高頻分量，幅值均勻，均值為0．16%，最大值為0．17%；II型變流器出現(xiàn)范圍更廣，頻率更高，在 3．3 kHz～3．9 kHz、6．9 kHz～7．3 kHz 頻率都出現(xiàn)電流高頻分量，均值為0．23%，最大值0．39%。

圖9 I型變流器各功率區(qū)間電流高頻分量Fig．9 Content of higher frequency components for each active power bin of converter I

圖10 II型變流器各功率區(qū)間電流高頻分量Fig．10 Content of higher frequency components for each active power bin of converter II

總諧波電流畸變率如圖11所示，兩類機組變流器總諧波電流畸變率THC指標(biāo)都沒有超出IEC標(biāo)準(zhǔn)限定值5%。隨著機組輸出功率的上升，I型變流器THC呈現(xiàn)上升趨勢，II型變流器呈現(xiàn)平穩(wěn)發(fā)展趨勢；其中II型變流器產(chǎn)生的 THC含量低于 I型變流器，最值為2．52%，I型變流器為 3．44%。

圖11 總諧波電流畸變率Fig．11 THC distortion rate

6 結(jié)束語

基于兩類并網(wǎng)風(fēng)力發(fā)電機組，以不同變流器系統(tǒng)為出發(fā)點，依據(jù)現(xiàn)場試驗數(shù)據(jù)，得到以下結(jié)論：

（1）兩類機組變流器電流諧波釋放水平均符合并網(wǎng)規(guī)范。I型變流器采用了不控被動整流方式，II型變流器采用可控主動整流方式。II型變流器電流諧波水平 2．52%低于 I型變流器3．44%；

（2）當(dāng)機組相同配置時，風(fēng)電機組變流器系統(tǒng)不同時，諧波釋放水平是不同的。在分析風(fēng)場級的諧波問題時，風(fēng)電機組變流器的具體控制參數(shù)是有必要說明的。