孟超普，楊愛(ài)平，王秀錦

(中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所，江蘇 揚(yáng)州 225101)

0 引 言

現(xiàn)代雷達(dá)在進(jìn)行雷達(dá)信號(hào)處理時(shí)普遍使用波形相干方式實(shí)現(xiàn)積累。線性頻率調(diào)制(LFM)信號(hào)采用匹配濾波(脈沖壓縮)進(jìn)行信號(hào)處理，對(duì)非相干的干擾信號(hào)具有很強(qiáng)的抑制性，使得傳統(tǒng)的噪聲干擾樣式干擾效果很差，因此對(duì)其干擾主要從相干干擾入手[1]。

目前，針對(duì)LFM雷達(dá)的相干干擾信號(hào)大多都是由數(shù)字射頻存儲(chǔ)(DRFM)器件調(diào)制產(chǎn)生的，它是對(duì)LFM脈沖信號(hào)實(shí)施相干干擾的關(guān)鍵所在。采用DRFM器件將雷達(dá)發(fā)射信號(hào)存儲(chǔ)下來(lái)，在需要時(shí)附加上一定的調(diào)制，可以產(chǎn)生出多種干擾樣式，根據(jù)存儲(chǔ)方式的不同，可以分為全脈沖存儲(chǔ)、示樣脈沖存儲(chǔ)(前沿循環(huán)復(fù)制存儲(chǔ))、準(zhǔn)示樣脈沖存儲(chǔ)[2]。

全脈沖存儲(chǔ)模式下，DRFM器件將輸入的脈沖信號(hào)全部進(jìn)行存儲(chǔ)，根據(jù)需要在給定的時(shí)刻讀出存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)以便重構(gòu)信號(hào)。該存儲(chǔ)方式可以完整地實(shí)現(xiàn)信號(hào)的重構(gòu)，產(chǎn)生的假目標(biāo)具有很高的相參性，但假目標(biāo)與回波時(shí)延大，很難實(shí)現(xiàn)對(duì)跟蹤雷達(dá)的干擾。前沿循環(huán)復(fù)制存儲(chǔ)模式下，DRFM器件僅記錄輸入信號(hào)的初始一小段，然后對(duì)存儲(chǔ)的數(shù)據(jù)重復(fù)讀出，前沿循環(huán)復(fù)制存儲(chǔ)產(chǎn)生的假目標(biāo)具有較小的時(shí)延，但相參性比較差，產(chǎn)生的假目標(biāo)幅度較小。準(zhǔn)示樣脈沖存儲(chǔ)模式下，在信號(hào)的脈沖持續(xù)時(shí)間內(nèi)，DRFM器件通過(guò)接收和發(fā)送的交替完成對(duì)雷達(dá)的干擾。準(zhǔn)示樣脈沖存儲(chǔ)模式兼有全脈沖儲(chǔ)存模式和示樣脈沖存儲(chǔ)方式的優(yōu)點(diǎn)，在解決假目標(biāo)時(shí)延問(wèn)題的同時(shí)還保證了干擾信號(hào)一定的相參性[3]。但是，對(duì)于準(zhǔn)示樣脈沖存儲(chǔ)模式，進(jìn)行雷達(dá)脈沖的脈內(nèi)間歇采樣和干擾信號(hào)間歇發(fā)射時(shí)，采樣和發(fā)射時(shí)間間隔通常較短。對(duì)于采用電真空器件作為功率放大的干擾機(jī)，當(dāng)干擾機(jī)和偵察機(jī)之間的空間隔離不夠時(shí)，可能出現(xiàn)間歇采樣階段采樣信號(hào)為周圍環(huán)境反射的干擾發(fā)射信號(hào)或靜態(tài)噪聲的情況。此時(shí)需要根據(jù)干擾機(jī)和偵察機(jī)的具體安裝環(huán)境進(jìn)行精細(xì)的間歇采樣時(shí)序設(shè)計(jì)。

在實(shí)際工程應(yīng)用中，由于實(shí)現(xiàn)的便捷性,前沿循環(huán)復(fù)制存儲(chǔ)干擾模式在基于數(shù)字儲(chǔ)頻技術(shù)的干擾樣式設(shè)計(jì)中廣泛使用。本文對(duì)前沿循環(huán)復(fù)制存儲(chǔ)干擾模式進(jìn)行理論分析和仿真,并針對(duì)前沿循環(huán)復(fù)制模式下，假目標(biāo)回波滯后且易被剔除的缺點(diǎn)，提出掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾，并仿真分析了不同參數(shù)條件下的干擾效果，同時(shí)，對(duì)掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾的工程實(shí)現(xiàn)進(jìn)行了分析。

1 LFM脈壓雷達(dá)信號(hào)分析

設(shè)雷達(dá)發(fā)射的LFM信號(hào)為：

(1)

當(dāng)時(shí)寬帶寬積D=Bτ?1，信號(hào)的頻譜為：

(2)

式中：Δω=2πB。

根據(jù)匹配濾波理論，匹配濾波器的沖激響應(yīng)函數(shù)為：

h(t)=Ku(td0-t)

(3)

則匹配濾波器的頻率響應(yīng)函數(shù)為：

(4)

式中：u(t)為輸入信號(hào)；Hi(ω)為輸入信號(hào)的傅里葉變換。

則對(duì)LFM信號(hào)有：

(5)

匹配濾波器的輸出信號(hào)為：

(6)

(7)

2 前沿循環(huán)復(fù)制干擾

前沿循環(huán)復(fù)制干擾是指干擾機(jī)DRFM器件對(duì)截獲的大時(shí)寬雷達(dá)信號(hào)采樣其中的一段進(jìn)行復(fù)制，復(fù)制完成后進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā)。一個(gè)復(fù)制信號(hào)轉(zhuǎn)發(fā)完成后,再轉(zhuǎn)發(fā)第2個(gè)復(fù)制信號(hào),依此類推,轉(zhuǎn)發(fā)復(fù)制信號(hào)的個(gè)數(shù)由干擾樣式的具體參數(shù)設(shè)置來(lái)確定。這種干擾技術(shù)立足于收發(fā)分時(shí)體制，工程實(shí)際中，在收發(fā)隔離較差的情況下，可以形成有效的假目標(biāo)欺騙干擾效果，其工作時(shí)序如圖1所示。前沿循環(huán)復(fù)制干擾信號(hào)(雷達(dá)信號(hào)脈寬為50 μs，截取和復(fù)制寬度均為10 μs)示意圖如圖2所示。

圖1 前沿循環(huán)復(fù)制存儲(chǔ)干擾工作時(shí)序

設(shè)干擾信號(hào)截取的雷達(dá)脈沖寬度為τ′，循環(huán)轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)為N，則當(dāng)τ/τ′為整數(shù)時(shí)，N=τ/τ′-1；當(dāng)τ/τ′不為整數(shù)時(shí)，N=[τ/τ′-1]+1(其中[·]為取整運(yùn)算)。為簡(jiǎn)化討論，設(shè)定τ/τ′為整數(shù)，此時(shí)N=τ/τ′-1。

圖2 前沿循環(huán)復(fù)制存儲(chǔ)干擾信號(hào)示意圖

(t-kτ′)2]}，kτ′≤t<(k+1)τ′

(8)

當(dāng)D′?1時(shí)，干擾信號(hào)頻譜可表示為：

(9)

干擾信號(hào)通過(guò)雷達(dá)匹配濾波器H(ω)的輸出信號(hào)為：

(10)

圖3 前沿循環(huán)復(fù)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs)

當(dāng)截取寬度和復(fù)制寬度為5 μs時(shí)，N=9，由上述理論分析可知，循環(huán)復(fù)制干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)雷達(dá)接收機(jī)匹配濾波后會(huì)產(chǎn)生9個(gè)假目標(biāo)，每個(gè)假目標(biāo)的峰值與雷達(dá)回波峰值的幅度比均為0.1，各個(gè)假目標(biāo)相對(duì)真實(shí)回波的滯后時(shí)間為k·5 μs(k=1,2,… 9)。從圖3可以看出，仿真結(jié)果與理論分析一致。

更改截取寬度為10 μs，復(fù)制寬度取值與截取寬度一致，干信比不變，此時(shí)由于截取寬度變寬，N的取值變小，循環(huán)復(fù)制干擾信號(hào)經(jīng)過(guò)雷達(dá)接收機(jī)匹配濾波后產(chǎn)生的假目標(biāo)數(shù)量變少，但每個(gè)假目標(biāo)的峰值變高，各假目標(biāo)相對(duì)于真實(shí)回波的滯后時(shí)間也變長(zhǎng)。干擾信號(hào)經(jīng)匹配濾波后的輸出與雷達(dá)回波信號(hào)的對(duì)比如圖4所示。

圖4 前沿循環(huán)復(fù)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=10 μs)

從圖3和圖4可以看出，前沿循環(huán)復(fù)制干擾可以產(chǎn)生多個(gè)假目標(biāo)。當(dāng)截取寬度和復(fù)制寬度取值較大時(shí)，能產(chǎn)生多個(gè)幅度較大的假目標(biāo)，但假目標(biāo)的延時(shí)較大，由于跟蹤雷達(dá)的距離波門(mén)較小，此時(shí)無(wú)法形成欺騙效果；當(dāng)截取寬度和復(fù)制寬度取值較小時(shí)，假目標(biāo)數(shù)量變多，部分延時(shí)較小的假目標(biāo)能夠進(jìn)入跟蹤雷達(dá)的距離波門(mén)，但此時(shí)假目標(biāo)的幅度偏小，要達(dá)到對(duì)跟蹤雷達(dá)的欺騙效果，需要干擾機(jī)具有較高的功率。

3 掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾

通過(guò)合理地選取截取寬度和復(fù)制寬度，前沿循環(huán)復(fù)制干擾可以在系統(tǒng)收發(fā)隔離較差的情況下，實(shí)現(xiàn)對(duì)頻率捷變LFM脈壓雷達(dá)的欺騙干擾。但是產(chǎn)生的假目標(biāo)分布均勻，容易被雷達(dá)識(shí)別并剔除；同時(shí)由于產(chǎn)生的假目標(biāo)均滯后于真實(shí)目標(biāo)，當(dāng)被干擾雷達(dá)采用前沿跟蹤抗干擾措施時(shí)，無(wú)法形成欺騙效果。因此，考慮通過(guò)對(duì)復(fù)制后的干擾信號(hào)增加相關(guān)調(diào)制的方法，以實(shí)現(xiàn)產(chǎn)生時(shí)域密集分布假目標(biāo)效果。本文采用掃頻方法對(duì)循環(huán)復(fù)制干擾信號(hào)進(jìn)行調(diào)制。

設(shè)掃頻調(diào)制信號(hào)為m(t)，調(diào)制斜率為Km，?。?/p>

(12)

通常情況下，對(duì)于脈間調(diào)頻斜率固定的LFM信號(hào)，通過(guò)偵察設(shè)備可以測(cè)量獲得LFM信號(hào)的調(diào)頻斜率。進(jìn)行有源干擾時(shí)，可將該信息作為掃頻調(diào)制信號(hào)先驗(yàn)調(diào)制斜率對(duì)干擾信號(hào)進(jìn)行調(diào)制，此時(shí)調(diào)制信號(hào)與LFM雷達(dá)信號(hào)的相關(guān)性最高。以下在不考慮偵察設(shè)備調(diào)頻斜率測(cè)量誤差時(shí)，給出掃頻調(diào)制部分脈沖存儲(chǔ)循環(huán)復(fù)制干擾的仿真實(shí)驗(yàn)。

圖5 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=10 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖6 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=10 μs Km=μ,J/S=18 dB)

從圖5可以看出，對(duì)循環(huán)復(fù)制干擾信號(hào)進(jìn)行掃頻調(diào)制，干擾信號(hào)經(jīng)匹配濾波后形成多個(gè)分布在真實(shí)目標(biāo)回波之前的密集分布假目標(biāo)，假目標(biāo)的幅度較圖4中無(wú)掃頻調(diào)制循環(huán)復(fù)制干擾形成的假目標(biāo)略有下降。

增加干信比J/S為18 dB時(shí)，如圖6所示，多個(gè)密集假目標(biāo)的幅度接近或超過(guò)真實(shí)目標(biāo)回波幅度，此時(shí)雷達(dá)接收機(jī)抬高門(mén)限時(shí)也會(huì)接收到多個(gè)假目標(biāo)回波。因此，當(dāng)干擾機(jī)與威脅雷達(dá)之間的距離足夠遠(yuǎn)時(shí)，掃頻調(diào)制部分脈沖存儲(chǔ)循環(huán)復(fù)制干擾能夠?qū)FM雷達(dá)產(chǎn)生密集假目標(biāo)壓制或欺騙干擾效果。

更改截取寬度τ′=25 μs、15 μs、7.5 μs、5 μs、2.5 μs和1 μs(此時(shí)前沿截取寬度分別為脈沖寬度的50%、30%、15%、10%、5%和2%)，復(fù)制寬度取值與截取寬度一致，其他條件保持同仿真場(chǎng)景2一致，干信比J/S取0 dB時(shí)干擾信號(hào)經(jīng)匹配濾波后的輸出與雷達(dá)回波信號(hào)的對(duì)比如圖7～圖12所示。

圖7 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=25 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖8 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=15 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖9 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=7.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖10 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖11 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=2.5 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

圖12 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=1 μs，Km=μ,J/S=0 dB)

對(duì)比圖7～圖12可以看出，當(dāng)前沿截取寬度逐步減小時(shí)，產(chǎn)生的假目標(biāo)個(gè)數(shù)減少，同時(shí)產(chǎn)生的假目標(biāo)幅度增加。當(dāng)前沿截取寬度減少至脈沖寬度的2%時(shí)，假目標(biāo)回波與真實(shí)目標(biāo)回波時(shí)域上基本重合，假目標(biāo)欺騙效果消失。因此采用前沿截取復(fù)制方式進(jìn)行儲(chǔ)頻欺騙干擾時(shí)，應(yīng)合理選取前沿截取寬度以達(dá)到最佳的干擾效果。

在實(shí)際工程應(yīng)用中，偵察設(shè)備測(cè)量獲得的LFM信號(hào)的調(diào)頻斜率與真實(shí)的調(diào)頻斜率會(huì)存在一定的偏差，不同的偏移量會(huì)引起干擾信號(hào)與真實(shí)信號(hào)相干性的差異。以下給出掃頻調(diào)制斜率與LFM信號(hào)真實(shí)調(diào)頻斜率偏移時(shí)的仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

仿真場(chǎng)景3：雷達(dá)信號(hào)脈寬μ=50 μs，帶寬B=10 MHz，調(diào)頻斜率μ=B/τ，載頻f0=ω0/2π，截取寬度τ′=5 μs，復(fù)制寬度取值與截取寬度一致，取干信比J/S=18 dB，掃頻調(diào)制斜率與LFM信號(hào)調(diào)制斜率失配，分別取Km為0.7 μ、0.8 μ、0.9 μ、1.1 μ、1.2 μ和1.3 μ進(jìn)行仿真。干擾信號(hào)經(jīng)匹配濾波后的輸出與雷達(dá)回波信號(hào)的對(duì)比分別如圖13～圖18所示。

圖13 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=0.7 μ,J/S=18 dB)

圖14 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=0.8 μ,J/S=18 dB)

圖15 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=0.9 μ,J/S=18 dB)

圖16 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾 (截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=1.1 μ,J/S=18 dB)

圖17 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾(截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=1.2 μ,J/S=18 dB)

圖18 循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾 (截取寬度=復(fù)制寬度=5 μs，Km=1.3 μ,J/S=18 dB)

對(duì)比圖13～圖18可以看出，當(dāng)掃頻調(diào)制斜率Km小于LFM信號(hào)調(diào)制斜率μ且偏差量較大時(shí)，循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾產(chǎn)生的假目標(biāo)均滯后于真實(shí)目標(biāo)回波，且回波幅度較無(wú)偏差時(shí)降低。隨著偏差量逐步減小，假目標(biāo)回波幅度逐漸增加且假目標(biāo)回波向真實(shí)目標(biāo)回波靠攏，部分假目標(biāo)回波分布于真實(shí)目標(biāo)回波之前，形成的密集假目標(biāo)對(duì)真實(shí)目標(biāo)回波實(shí)現(xiàn)覆蓋效果。

當(dāng)掃頻調(diào)制斜率Km大于LFM信號(hào)調(diào)制斜率μ且偏差量不大時(shí)，循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾產(chǎn)生多個(gè)提前于真實(shí)目標(biāo)回波的密集假目標(biāo)。當(dāng)干信比較大時(shí)，多個(gè)密集假目標(biāo)幅度均能夠超過(guò)真實(shí)目標(biāo)回波幅度，此時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)采用前沿跟蹤抗干擾模式LFM雷達(dá)信號(hào)的有效干擾。當(dāng)Km大于μ且偏差量進(jìn)一步增大時(shí)，循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制干擾產(chǎn)生密集假目標(biāo)回波相對(duì)于真實(shí)目標(biāo)回波的提前量進(jìn)一步增加，且假目標(biāo)回波幅度降低，此時(shí)密集假目標(biāo)回波會(huì)偏離雷達(dá)的距離跟蹤波門(mén)，造成干擾效果的降低或干擾失效。因此使用LFM調(diào)頻斜率先驗(yàn)信息對(duì)前沿循環(huán)復(fù)制信號(hào)進(jìn)行掃頻調(diào)制時(shí)，可以考慮在先驗(yàn)的調(diào)頻量基礎(chǔ)上疊加一定的抖動(dòng)量，以達(dá)到最佳的干擾效果。

4 掃頻調(diào)制前沿循環(huán)復(fù)制干擾工程實(shí)現(xiàn)分析

對(duì)于脈間調(diào)頻斜率固定的LFM信號(hào)，采用循環(huán)復(fù)制+掃頻調(diào)制方式對(duì)LFM雷達(dá)信號(hào)進(jìn)行干擾時(shí)，以偵察設(shè)備測(cè)量獲得LFM信號(hào)調(diào)頻斜率作為先驗(yàn)的掃頻調(diào)制斜率。在電子戰(zhàn)系統(tǒng)對(duì)偵收到的威脅信號(hào)進(jìn)行有源干擾引導(dǎo)時(shí)，將測(cè)量到的LFM信號(hào)調(diào)頻斜率下發(fā)裝訂至干擾設(shè)備的數(shù)字化干擾源，數(shù)字化干擾源采用DDS技術(shù)通過(guò)可編程邏輯器件產(chǎn)生掃頻調(diào)制信號(hào)。在數(shù)字化干擾源A/D芯片對(duì)威脅信號(hào)進(jìn)行前沿采樣后，由可編程邏輯器件進(jìn)行數(shù)字信號(hào)復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)，對(duì)復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行數(shù)字掃頻調(diào)制，并對(duì)調(diào)制后的復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)進(jìn)行D/A轉(zhuǎn)換和上變頻，實(shí)現(xiàn)干擾信號(hào)的輸出。

對(duì)于調(diào)頻斜率脈間捷變的LFM信號(hào)，將無(wú)法使用偵察設(shè)備測(cè)量獲得的LFM信號(hào)調(diào)頻斜率作為先驗(yàn)的掃頻調(diào)制斜率。上述仿真時(shí)疊加的基帶掃頻調(diào)制信號(hào)調(diào)頻斜率Km與LFM信號(hào)調(diào)制斜率μ相同時(shí)，其信號(hào)形式與LFM信號(hào)基帶信號(hào)一致，因此可考慮使用LFM信號(hào)本身作為掃頻調(diào)制信號(hào)。由于在工程應(yīng)用中，數(shù)字化干擾源對(duì)LFM信號(hào)進(jìn)行采樣轉(zhuǎn)發(fā)時(shí)，通常由微波變頻模塊將LFM信號(hào)下變頻至調(diào)制中心頻率為f0的中頻信號(hào)(非基帶信號(hào))進(jìn)行數(shù)字采樣。使用LFM信號(hào)本身作為掃頻調(diào)制信號(hào)時(shí)，對(duì)干擾信號(hào)的數(shù)字調(diào)制和D/A轉(zhuǎn)換將在調(diào)制中心頻率為2f0的高中頻頻段進(jìn)行，此時(shí)對(duì)可編程邏輯器件會(huì)有更高的數(shù)據(jù)處理要求，同時(shí)需要更高采樣率的D/A轉(zhuǎn)換芯片。隨著可編程邏輯器件處理能力和數(shù)模轉(zhuǎn)換(DAC)芯片采樣率的不斷提高，能夠在工程應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)采用LFM信號(hào)本身對(duì)前沿復(fù)制轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)的掃頻調(diào)制。

5 結(jié)束語(yǔ)

本文對(duì)前沿循環(huán)復(fù)制干擾進(jìn)行了理論分析和仿真，并以前沿循環(huán)復(fù)制干擾為基礎(chǔ)，進(jìn)行了掃頻調(diào)制+前沿循環(huán)復(fù)制干擾的仿真分析。仿真結(jié)果表明，通過(guò)合理地選取前沿復(fù)制寬度和掃頻調(diào)制調(diào)頻斜率，能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)采用前沿跟蹤抗干擾措施的LFM雷達(dá)信號(hào)的有效干擾。同時(shí)，對(duì)掃頻調(diào)制+前沿循環(huán)復(fù)制干擾的工程實(shí)現(xiàn)進(jìn)行了分析。