南敬昌，張鵬俊，高明明，李 蕾

(遼寧工程技術(shù)大學(xué) 電子與信息工程學(xué)院，遼寧 葫蘆島 125105)

0 引 言

在當(dāng)今的無線通信系統(tǒng)中，移動(dòng)通信基站對(duì)降低能耗的要求越來越高，高效節(jié)能綠色基站已經(jīng)成為無線通信研究的焦點(diǎn)。而射頻功率放大器作為無線通信系統(tǒng)發(fā)射機(jī)中的重要器件，用于提供所需的高功率輸出，其工作效率的高低將直接影響系統(tǒng)性能。因此，高效率功率放大器是實(shí)現(xiàn)綠色節(jié)能基站的一個(gè)攻關(guān)難題，在目前出現(xiàn)的功率放大器類型中，開關(guān)類功放恰是實(shí)現(xiàn)高效率的重要方式[1]。

逆F類功率放大器作為高效率開關(guān)功放的一種類型，通過輸出端的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)來控制晶體管漏極的電壓和電流的波形，最終實(shí)現(xiàn)電壓和電流波形沒有交疊，漏極效率達(dá)到100%的目的[2]。與F類功率放大器相比，在輸出功率和增益相同的前提下，逆F類功率放大器可以獲得更好的效率特性[3]，并且因?yàn)槟鍲類功率放大器的易于實(shí)現(xiàn)的優(yōu)勢(shì)，使之得到愈發(fā)深入的研究[4]。

功率晶體管自身的性能也是制約功率放大器效率提升的另一個(gè)重要原因，相比之前的硅基橫向擴(kuò)散金屬氧化物半導(dǎo)體(laterally diffused metal oxide semiconductor, LDMOS)場(chǎng)效應(yīng)管，采用以GaN高電子遷移率晶體管(high electron mobility transistor, HEMT)為代表的第三代半導(dǎo)體工藝進(jìn)行逆F類功放的設(shè)計(jì)不僅具有較高擊穿電壓的優(yōu)點(diǎn)，而且其較小的寄生參數(shù)更有利于電路的設(shè)計(jì)和效率的提升[5-6]。此外，GaN晶體管能夠在更高的漏極偏置電壓條件下工作，并獲得更大的輸出阻抗，這就說明匹配電路的設(shè)計(jì)將更加容易。綜合以上優(yōu)點(diǎn)，GaN HEMT技術(shù)已經(jīng)成為應(yīng)用于射頻和微波通信系統(tǒng)功率放大器的首選方案。

鑒于功率放大器的效率、駐波系數(shù)(voltage standing wave ratio, VSWR)和輸出功率之間的相互矛盾，不易同時(shí)滿足設(shè)計(jì)指標(biāo)[7]，因此采用平衡式結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)功率放大器。該結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)在于能使效率和輸出功率達(dá)到最優(yōu)，而不必過多的考慮輸入輸出端失配的問題，從而可以快速地設(shè)計(jì)上下兩路射頻功放電路。與文獻(xiàn)[8-9]相比，該設(shè)計(jì)在不影響功放性能的情況下，提高了功放的設(shè)計(jì)效率；平衡式結(jié)構(gòu)具有高穩(wěn)定性，更容易實(shí)現(xiàn)級(jí)聯(lián)工作，且輸出功率是單路功放電路的兩倍；實(shí)現(xiàn)了增益的平坦，降低了輸入輸出端的駐波系數(shù)[10]。本文采用3 dB微帶分支線耦合器來進(jìn)行平衡式結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)，并基于GaN HEMT器件CGH40010F晶體管設(shè)計(jì)了工作于2.6 GHz的高效率平衡式逆F類功率放大器。仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果表明，該設(shè)計(jì)方法不僅能夠?qū)⒎糯笃鞯妮斎胼敵龆笋v波系數(shù)控制在一個(gè)較低的水平，而且能夠進(jìn)一步提高功率放大器的性能，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方法的正確性。

1 平衡式功率放大器的原理

1.1 平衡式功率放大器

由于受到目前的半導(dǎo)體材料和設(shè)計(jì)技術(shù)等的限制，導(dǎo)致單個(gè)射頻器件的輸出功率很難滿足現(xiàn)實(shí)需要，所以要想使用現(xiàn)有的器件得到更大的功率輸出，可以采用功率合成技術(shù)[11]。此外在功放的設(shè)計(jì)過程中，為了在工作頻帶范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)增益的平坦，工作效率和輸出功率等各項(xiàng)指標(biāo)滿足設(shè)計(jì)要求，功率放大器在輸入輸出端將會(huì)不能很好地完成匹配。所以可以采用平衡式結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)功率放大器，從而改善功放的工作性能。

平衡式功率放大器是由2個(gè)相同的放大電路和輸入輸出端的2個(gè)3 dB定向耦合器構(gòu)成的對(duì)稱電路，結(jié)構(gòu)如圖1所示。利用3 dB定向耦合器進(jìn)行輸入端信號(hào)功率的分配和輸出端信號(hào)功率的合成，同時(shí)將入射信號(hào)和反射信號(hào)進(jìn)行隔離，從而達(dá)到工作頻帶范圍內(nèi)增益的平坦和降低輸入輸出端駐波系數(shù)的要求。

圖1 平衡式功率放大器的基本結(jié)構(gòu)Fig.1 Structure graph of balanced structurepower amplifier circuit

1.2 3 dB定向耦合器

3 dB定向耦合器是射頻和微波系統(tǒng)中廣泛使用的一種功率分配和合成的元件，也是平衡式功率放大器結(jié)構(gòu)中主要的器件之一。它的本質(zhì)是將微波信號(hào)功率按照一定的比例進(jìn)行分配，同時(shí)改變信號(hào)的相位。本設(shè)計(jì)采用的3 dB微帶分支定向耦合器的結(jié)構(gòu)圖如圖2所示。

圖2 3 dB定向耦合器結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure of 3 dB coupler

簡(jiǎn)單分析其傳輸特性如下。

1)信號(hào)分配。理想情況下，當(dāng)射頻信號(hào)從1端口輸入，入射信號(hào)的功率將被平均分配到2端口和3端口，且2端口輸出信號(hào)的相位較3端口超前90°。由于上下2個(gè)放大電路完全一致，則在輸入端反射的等幅度信號(hào)最終在4端口合成并被50 Ω負(fù)載電阻吸收，而不會(huì)在1端口輸出。

2)信號(hào)合成。在2端口和3端口輸入等幅度的射頻信號(hào)，且在相位上相差90°，則射頻信號(hào)功率最終在4端口合成，而在1端口由于反射信號(hào)的抵消而沒有功率輸出。

綜上分析可知，上下2個(gè)設(shè)計(jì)的放大電路即使在輸入端和輸出端存在較大的信號(hào)反射，但將3 dB分支線耦合器應(yīng)用到平衡式功率放大器的結(jié)構(gòu)中會(huì)大大地降低輸入輸出駐波系數(shù)[12]。

在ADS中進(jìn)行3 dB耦合器的設(shè)計(jì)并仿真，原理圖和仿真結(jié)果如圖3所示。從S參數(shù)仿真結(jié)果圖3b和圖3c可以看出，在2.6 GHz處，S(2,1)，S(3,1)均為-3.095 dB，S(4,1)為-43.731 dB，且2和3端口相位相差89.93°。表明該3 dB定向耦合器具有良好的耦合度、隔離度和方向性，可以應(yīng)用到該平衡式功放的設(shè)計(jì)中。

圖3 3 dB定向耦合器仿真原理圖及仿真結(jié)果Fig.3 Schematic and simulation results of 3 dB coupler

2 單級(jí)逆F類功率放大器的設(shè)計(jì)

2.1 逆F類功率放大器的工作原理

逆F類功率放大器通過在輸出端加入諧波抑制網(wǎng)絡(luò)對(duì)諧波成分進(jìn)行控制，最終在晶體管漏端使得所有的奇次諧波呈現(xiàn)零阻抗；所有的偶次諧波表現(xiàn)為無窮大阻抗；基波分量呈現(xiàn)最佳阻抗[13]，從而在晶體管漏端得到形為半正弦的電壓和形為方波的電流，且二者波形相互交錯(cuò)，如圖4所示。進(jìn)而使得功放管的自身能耗為零，漏極效率在理想情況下可以達(dá)到100%，輸出功率也隨之增加[14-15]。

圖4 理想逆F類漏端電壓電流波形Fig.4 Ideal inverse class-F drain voltageand current waveforms

綜上分析可知，功放電路從漏極看向負(fù)載的各次諧波阻抗需要滿足

(1)

(1)式中:Zopt為基波頻率處的最佳阻抗；Zn(ω)為最佳的n次諧波阻抗；可以通過ADS的雙向多諧波負(fù)載牽引獲得。換言之，在晶體管的漏極需要將奇次諧波匹配到短路狀態(tài)，偶次諧波阻抗匹配到開路狀態(tài)，從而達(dá)到最理想的漏端電壓和電流波形，實(shí)現(xiàn)高效率的目的[16]。

但是在實(shí)際情況下，由于外部封裝和內(nèi)部特性的影響，晶體管存在著很多寄生參數(shù)，包括漏極串聯(lián)電感Ld和漏源極之間的寄生電容Cds等。同時(shí)考慮到本設(shè)計(jì)的工作頻率為2.6 GHz，由于寄生參數(shù)效應(yīng)的影響，使用集總參數(shù)元件不僅對(duì)電路會(huì)產(chǎn)生較大的性能影響，也會(huì)增加電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜度，所以通常使用分布參數(shù)元件進(jìn)行電路設(shè)計(jì)[17]。根據(jù)逆F類功率放大器的工作原理，電路結(jié)構(gòu)圖如圖5所示。

圖5 逆F類功率放大器結(jié)構(gòu)圖Fig.5 Structure graph of inverse class-F power amplifier

2.2 輸出匹配電路設(shè)計(jì)

根據(jù)以上分析，如果不考慮晶體管寄生參數(shù)的影響，而僅從漏極管腳處設(shè)計(jì)諧波抑制網(wǎng)絡(luò)，那么在管芯處將與理想的基波和諧波阻抗條件會(huì)存在一定的誤差，繼而影響功放的工作效率。因此在進(jìn)行逆F類功放輸出匹配電路的設(shè)計(jì)中必須考慮晶體管自身的寄生參數(shù)，將負(fù)載阻抗轉(zhuǎn)換到封裝參考面上，基本原理圖如圖6所示。圖6中，P點(diǎn)表示晶體管封裝后的漏極輸出管腳，D點(diǎn)表示漏極節(jié)點(diǎn)。通過寄生參數(shù)網(wǎng)絡(luò)和諧波抑制網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換作用，最終在D點(diǎn)實(shí)現(xiàn)對(duì)奇次諧波的短路處理和偶次諧波開路處理，達(dá)到理想逆F類功放的阻抗條件。

圖6 輸出匹配電路原理圖Fig.6 Schematic graph of output matching circuit

在上述微帶線電路的漏端饋電支路中，用扇形枝節(jié)代替?zhèn)鹘y(tǒng)的短路濾波電容，結(jié)構(gòu)更為緊湊，減小了版圖的面積。并且該微帶線電路結(jié)構(gòu)只對(duì)2和3次諧波進(jìn)行了處理。電長(zhǎng)度為90°的漏極偏置電路TL2使2次諧波在A點(diǎn)處短路，30°的開路枝節(jié)TL4使3次諧波在B點(diǎn)處短路，之后通過微帶線TL1，TL3和寄生參數(shù)網(wǎng)絡(luò)的阻抗變換作用，最終使2次諧波和3次諧波在晶體管漏極D點(diǎn)分別表現(xiàn)為開路阻抗和短路阻抗。據(jù)此，可根據(jù)以下(2)式、(3)式求解Z1，θ1和θ2。

(2)

ZD(3ω)=[jZ1tan(3θ1)+jZ1tan(3θ2)+3jωLd]//

(3)

(2)式—(3)式中，//表示并聯(lián)。聯(lián)立方程(2)式、(3)式求得

(4)

(5)

Z1的值可以根據(jù)晶體管輸出端引腳寬度選取適當(dāng)?shù)闹?，在已知Cds和Ld的情況下，聯(lián)立公式(4)和(5)，即可求解出θ1和θ2。

使用ADS設(shè)計(jì)諧波抑制網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)，并對(duì)S參數(shù)進(jìn)行仿真，電路原理圖和仿真結(jié)果如圖7a、圖7b和圖7c所示。

圖7 輸出諧波抑制電路及仿真結(jié)果Fig.7 Output harmonic suppression circuit andsimulation results

從S參數(shù)仿真結(jié)果(圖7b)中可知，2次諧波(m1)阻抗為無窮大，3次諧波(m2)阻抗為零，對(duì)仿真結(jié)果的分析驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)的正確性，即能夠達(dá)到對(duì)2次諧波的開路處理和3次諧波的短路處理的目的。此外，由圖7c得知，設(shè)計(jì)的諧波抑制網(wǎng)絡(luò)對(duì)2次及3次諧波的抑制均達(dá)到了40 dB以上。

2.3 輸入匹配電路設(shè)計(jì)

本設(shè)計(jì)在輸入拓?fù)渲刑砑恿?次諧波抑制電路，以此來減少柵源之間寄生參數(shù)對(duì)功放性能的影響，從而獲得更好的性能表現(xiàn)，拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖8所示。

圖8 輸入匹配電路Fig.8 Input matching circuit

在圖8拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，傳輸線TL4的電長(zhǎng)度為45°，2次諧波在C點(diǎn)處短路，從而在輸入端抑制2次諧波。傳輸線TL5和扇形枝節(jié)用于直流饋電和交流阻隔。

圖9為單級(jí)逆F類功放的輸入端添加2次諧波阻抗處理前后的功率附加效率(power added efficiency,PAE)隨輸入功率變化的曲線。由圖9可知，當(dāng)在輸入拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中添加了諧波控制以后，PAE提高了接近4個(gè)百分點(diǎn)，電路的性能得到了很好地改善。由此驗(yàn)證了在輸入結(jié)構(gòu)添加2次諧波抑制電路的必要性和設(shè)計(jì)方法的可行性。

圖9 PAE隨輸入功率變化曲線Fig.9 PAE versus Pin

對(duì)單級(jí)逆F功率放大器進(jìn)行仿真優(yōu)化，得到晶體管CHG40010F漏極輸出管腳處的電壓和電流波形仿真結(jié)果，如圖10所示。波形是在封裝后的漏端輸出管腳處所測(cè)，由于受到晶體管寄生參數(shù)的影響而不完全滿足逆F類功放的標(biāo)準(zhǔn)。但是從波峰尖銳且與半正弦相似的電壓和峰值與方波部分相符的電流等波形特點(diǎn)，依然可以判斷出該放大器工作在逆F狀態(tài)。

圖10 漏端電壓電流波形Fig.10 Voltage and current waveform of drain

3 平衡式逆F類功率放大器

根據(jù)平衡式功放的設(shè)計(jì)原理，借用ADS2015搭建電路并進(jìn)行優(yōu)化仿真，工作頻率為2.6 GHz，漏極偏置電壓為28 V，柵極偏置電壓為-3.2 V。在輸出功率飽和的情況下，輸出端的各次諧波分量如圖11所示。由此看出，所設(shè)計(jì)的平衡式逆F類功率放大器具有很好的諧波抑制能力，2，3次諧波失真均大于40 dBc。

固定輸入功率為31 dBm，對(duì)電路進(jìn)行諧波平衡仿真，對(duì)工作頻率進(jìn)行掃描，得到電路在不同頻率下的PAE。如圖12所示，可知該平衡式功放在頻率為2.6 GHz時(shí)，PAE達(dá)到最大，在2.5～2.7 GHz的工作頻帶范圍內(nèi)，該功率放大器都能獲得高于65%以上的功率附加效率，說明該功放具有200 MHz的高效率帶寬。

圖11 諧波抑制仿真結(jié)果Fig.11 Simulation results of harmonic suppression

圖12 PAE隨頻率變化曲線Fig.12 PAE versus frequency

為了驗(yàn)證以上的分析設(shè)計(jì)，選用Rogers4305b為制作板材，介電常數(shù)為3.66，介質(zhì)基板厚度為30 mil，微帶線銅箔厚度為1oz，進(jìn)行PCB板的加工與調(diào)試，制作完成的實(shí)物如圖13所示，當(dāng)前電路板尺寸為12.2 cm×9.4 cm。經(jīng)實(shí)際測(cè)試，并將結(jié)果與仿真數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比，對(duì)該平衡式功率放大器的部分性能進(jìn)行分析。

圖13 平衡式逆F類功放實(shí)物圖Fig.13 Test board of balanced inverse class-F power amplifier

測(cè)試實(shí)際功放板的輸入輸出端駐波系數(shù)和增益平坦度，并與仿真數(shù)據(jù)進(jìn)行對(duì)比，如圖14所示。圖14a中，駐波系數(shù)的實(shí)測(cè)結(jié)果比仿真數(shù)據(jù)有一定程度的惡化，但功放在2.6 GHz及其附近的頻率范圍內(nèi)，同樣滿足小于2的要求，可知采用平衡式結(jié)構(gòu)，可以很好地控制輸入和輸出端的駐波系數(shù)。圖14b顯示帶內(nèi)增益平坦度為±0.63 dB。

圖14 輸入輸出端駐波系數(shù)和增益平坦度Fig.14 VSWR of input and output and gain flatness

當(dāng)工作頻率為2.6 GHz，漏極供電為28 V，柵極供電為-3.2 V時(shí)，改變輸入射頻信號(hào)功率的大小，得到輸出功率、漏極效率和PAE的實(shí)測(cè)結(jié)果，如圖15所示?？芍@得的最大漏極效率為77.91%，最大PAE為72.16%，飽和輸出功率為42.32 dBm，此結(jié)果相較于仿真數(shù)據(jù)略有下降，但實(shí)測(cè)結(jié)果與仿真數(shù)據(jù)的變化趨勢(shì)保持了良好的一致性。仿真與實(shí)測(cè)結(jié)果表明，當(dāng)輸入功率過大時(shí)，PAE、輸出功率不再隨之線性增加，表現(xiàn)出功率放大器非線性的特點(diǎn)。這是因?yàn)楣Ψ牌迷陂_關(guān)狀態(tài)，只有輸入信號(hào)達(dá)到一定值時(shí)，晶體管才會(huì)開啟，開啟之后，隨著輸入功率的增加，工作效率會(huì)不斷提升。但輸入信號(hào)功率過大，輸出功率將會(huì)出現(xiàn)壓縮，PAE也會(huì)隨之下降。

圖15 仿真實(shí)測(cè)結(jié)果對(duì)比圖Fig.15 Comparison of simulated and measured results

固定輸入信號(hào)頻率、功率和柵極的偏置電壓，掃描漏極供電電壓，記錄功放的輸出功率、工作效率和PAE，得到功放性能和漏極偏置電壓的測(cè)試關(guān)系曲線，如圖16所示。隨著漏極供電電壓的升高(16～34 V)，測(cè)試曲線變化趨勢(shì)與仿真結(jié)果基本一致，放大器的輸出功率也逐步上升，并一直保持高效的工作狀態(tài)。當(dāng)漏極電壓在此范圍內(nèi)時(shí)，功放的效率均大于75%，且輸出功率在37.02 dBm到42.32 dBm之間變化。實(shí)測(cè)結(jié)果略小于仿真結(jié)果，且稍有波動(dòng)，這是由實(shí)際電路的基板介電常數(shù)、微帶線的尺寸、部分集總參數(shù)元件的精度以及實(shí)際焊接等不可控的因素造成的。

圖16 功放性能與漏極電壓的關(guān)系Fig.16 Relationship between drain voltage and power amplifier performance

同理，固定輸入信號(hào)頻率、功率和漏極的偏置電壓，掃描柵極供電電壓，得到功放性能和柵極供電電壓的關(guān)系曲線如圖17。從圖17中可以發(fā)現(xiàn)，柵極電壓的變化對(duì)功放的輸出功率影響不大，但當(dāng)柵極電壓升高時(shí)，工作效率和PAE都隨之降低。

圖17 柵極電壓和功放性能的關(guān)系Fig.17 Relationship between gate voltage and power amplifier performance

圖18是在柵極供電電壓為-3.2 V，漏極供電為28 V，且輸入功率為31 dBm時(shí)，該功放在頻率在2.5～2.7 GHz的性能曲線。從圖18中可知，在200 MHz的頻率范圍內(nèi)，輸出功率變化不大。此外，實(shí)測(cè)的漏極效率和PAE與2.6 GHz有一定的頻率偏移，這是由于制版和實(shí)際焊接過程中的誤差造成的。同時(shí)，在此頻率范圍內(nèi)，PAE均在65%以上，這與圖12的仿真數(shù)據(jù)保持了很好的一致性，也進(jìn)一步驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方法的正確性。

圖18 頻率和功放性能的關(guān)系Fig.18 Relationship between frequency and power amplifier performance

通過表1中與文獻(xiàn)[8]的數(shù)據(jù)對(duì)比分析可知，該設(shè)計(jì)在保持高效率性能的同時(shí)，由于采用平衡式結(jié)構(gòu)，對(duì)功放的增益平坦度、輸入輸出駐波系數(shù)有很好的改善，功放的性能得到進(jìn)一步的提升；與文獻(xiàn)[18]對(duì)比可知，以GaN HEMT為代表的第3代半導(dǎo)體工藝對(duì)提升功率放大器的效率有很大的作用。

表1 功放對(duì)比表Tab.1 Comparison of PA

4 結(jié)束語

本文使用ADS2015對(duì)電路進(jìn)行仿真設(shè)計(jì)，并選用GaN HEMT器件CGH40010F晶體管和Rogers4350b板材實(shí)現(xiàn)了平衡式逆F類功率放大器的設(shè)計(jì)。在輸入輸出端使用3 dB分支線型耦合器對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行分配及合成。此外，考慮了功率晶體管的寄生參數(shù)，輸出端結(jié)合諧波阻抗控制網(wǎng)絡(luò)，對(duì)2次和3次諧波分量進(jìn)行控制，并在輸入端加入2次諧波抑制電路，進(jìn)一步提高了功率放大器效率。偏置電路使用扇形微帶線代替短路電容，使電路結(jié)構(gòu)更為緊湊。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，當(dāng)工作頻率為2.6 GHz時(shí)，飽和輸出功率42.32 dBm，最大漏極效率為77.91%，最大PAE為72.16%，同時(shí)，輸入輸出端駐波系數(shù)均滿足小于2的要求。