一、研究背景

開關電源技術作為當下社會一種最近興起的技術，因其所占空間小、質(zhì)量輕、轉(zhuǎn)換成果高，在當代世界的各個領域的電子產(chǎn)品中有著至關重要的位子。開關電源分為交流變直流、直流變交流、直流變直流；即(AC/DC)、(DC/AC)、(DC/DC)三種功率變換，它們基本都是由DC/DC變換器主回路和電源集成控制芯片構成，而其主要部分是DC/DC變換器，而其中常見的就有推挽式變換器。[1]

二、推挽式變換器的電磁設計

(一)工作原理

圖1 推挽式變換器

圖1所示為推挽式變換器的工作電路圖。

圖2 推挽式變換器工作波形

圖2所示波形推挽變換器的工作波形。

推挽電路中兩個開關Q1和Q2交替導通，在繞組N1和N1’兩端分別形成相位相反的交流電壓。Q1導通時，二極管D2處于通態(tài)，Q2導通時，二極管D1處于通態(tài)，當兩個開關都關斷時，D1和D2都處于通態(tài)，各分擔一半的電流。Q1或Q2導通時電感L的電流逐漸上升，兩個開關都關斷時，電感L的電流逐漸下降。Q1和Q2斷態(tài)時承受的峰值電壓均為兩倍的輸入電壓。[2]

如果Q1和Q2同時導通，就相當于變壓器一次繞組短路，因此需避免兩個開關同時導通，每個開關各自的占空比不能超過50%，還要留有死區(qū)。[2]

(二)技術參數(shù)

推挽式變換器的技術參數(shù)設定為輸入電壓36～72V，輸出電壓24V，輸出電流12.5A，頻率50KHZ，理論溫升35°，本文以此指標為例進行設計計算。

圖1所表明為推挽式變換器的電路圖，圖2所表明的為該變換器的電壓和電流波形圖。在計算過程中，我們將原副邊繞組設為相等，主要是簡化計算過程。

由圖2可以看出，占空比的定義為：t=0時，開關1導通；而在t=DT′時，開關1關斷。由此可知，開關1和開關2一起工作的時間為DT，則輸出電壓就可以表示為Vo=DVs。電壓波形被開關1和開關2在T′=T/2時所控制，即開關周期為T。

磁感應強度從零上升至最大值所需要的時間為=DT’/2=DT/4內(nèi)。

根據(jù)輸入電流與繞組電流有效值的關系，可以得到副邊繞組電流的表達式為：

(2.1)

則二次繞組電壓有效值的表達式可以寫成：

(2.2)

=Po/2，其中Po為總輸出功率，從而可知每個二次繞組的功率因數(shù)可以用下式表示：

(2.3)

由于占空比的存在，輸入電壓以及輸入電流應取有效值。傳輸?shù)钠骄β试诿總€一次繞組上的大小為：

(2.4)

每個原邊繞組的功率因數(shù)在輸入電流等于輸出電流且原邊繞組匝數(shù)等于副邊繞組匝數(shù)時，可以由下式得到其功率因數(shù)：

(2.5)

然后，將一對一次繞組和一對一次繞組的功率等級相加。則可以得到每個二次繞組的平均功率為Po/2,并且每個原邊繞組上的平均功率也為Po/2.那么，得到

(2.6)

根據(jù)以上公式計算發(fā)現(xiàn)不同的輸入電壓會有不同的占空比，即輸入直流電壓為36-72V時，占空比為0.33-0.67。因此我們設輸入電壓為最小值，即36V時，得到的占空比為0.67。

(三)磁心選擇

在頻率一定的情況下，只有Mn-Zn鐵氧體符合上述推挽式變換器對磁心材料的要求，且其型號為EPCOS N87。

在這里將二極管的正向壓降設為為1V，這樣就可以得到其輸出功率：

Po=(24+1.0)12.5=312.5W

對于上述所選擇的磁心來說，最大占空比時必定發(fā)生最大損耗，即將最大占空比D=0.67代入式(2.6)中可得VA=935V。

依據(jù)最佳磁感應強度求值公式：

我們可以得到最佳磁感應強度值為：0.126T

其中：典型值ka=40，kc=5.6，kw=10，ρw=1.72×10-8Ω·m，hc=10W/(m2·°C)，

最佳磁感應強度只有在小于飽和磁感應強度時才不會受限制，因此由公式計算磁芯面積乘積Ap：

得到：Ap=4.81cm4

(四)繞組匝數(shù)及銅損的計算

(1)原邊繞組匝數(shù)

根據(jù)計算結(jié)果知原邊繞組匝數(shù)為5.5匝，為了取整，故取為6匝。

(2)副邊繞組匝數(shù)

為了計算簡單，將原副邊繞組匝數(shù)比設為相等。

(3)原邊繞組銅損

根據(jù)公式計算得到原邊繞組銅損為：

(4)副邊繞組銅損

每個副邊繞組銅損為：

(5)銅損

選擇的磁心的磁感應強度最大值為

總損耗：

原邊繞組銅損 0.185W

副邊繞組銅損 0.215W

效率：

(8)溫升的計算：

根據(jù)公式

即溫升21.4℃。