帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器

高瑞平,曹良足

(景德鎮(zhèn)陶瓷大學(xué) 機械電子工程學(xué)院，江西 景德鎮(zhèn) 333403)

0 引言

隨著無線通信系統(tǒng)的飛速發(fā)展，為了降低成本，減小系統(tǒng)體積和結(jié)構(gòu)復(fù)雜度及提高系統(tǒng)的性能，需要使用小尺寸和高性能的濾波器。電調(diào)帶通濾波器的結(jié)構(gòu)、體積和性能在無線通信系統(tǒng)中引起了關(guān)注。所以,設(shè)計結(jié)構(gòu)簡單，體積小和實用價值高的帶寬恒定電調(diào)帶通濾波器具有重要意義。

目前國內(nèi)外已報道的電調(diào)濾波器中,文獻[1]的濾波器帶寬可控，提高了通帶的選擇性；文獻[2-3]的濾波器電調(diào)范圍分別為1.8～2.44 GHz和1.21～1.75 GHz；文獻[4]的濾波器插入損耗較小。帶寬恒定成為通信發(fā)展的重要條件。由于階梯阻抗諧振器[5]易控制濾波器的帶寬，且小型化，故采用階梯型阻抗諧振器。Sang-JunePark等[6]和Chuan Ge等[7]設(shè)計了平行耦合線輸入、輸出結(jié)構(gòu)的可調(diào)諧濾波器。Sarkar D等[4]設(shè)計三階開環(huán)結(jié)構(gòu)的電調(diào)濾波器。賈建蕊等[8-9]通過耦合帶寬法設(shè)計了一種恒定帶寬可調(diào)濾波器。文獻[10-11]介紹了一種采用微帶梳狀線形式的電調(diào)帶通濾波器的設(shè)計原理。為了減小濾波器結(jié)構(gòu)的復(fù)雜度，本文采用抽頭式的輸入輸出。階梯型諧振器(SIR)的兩端，接地端為磁耦合，另一端為電耦合，通過改變?yōu)V波器的間距和開路端微帶線的寬度可改變耦合量。諧振器的耦合系數(shù)通過控制電磁混合耦合的比例來實現(xiàn)，因此，控制電、磁耦合的大小是本文的一大難點。本文通過ADS和HFSS仿真確定濾波器結(jié)構(gòu)的尺寸及電容、電感和電阻的值，從而使濾波器帶寬保持恒定。

本文設(shè)計了階梯型帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器，利用帶寬恒定原理及相關(guān)公式計算濾波器的相關(guān)參數(shù)。采用ADS及HFSS軟件進行建模和仿真以確定濾波器的物理尺寸。與均勻阻抗諧振器(UIR)相比，SIR在諧波調(diào)節(jié)和濾波器小型化方面均有明顯的優(yōu)勢。故本文研究的帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器具有重要的工程應(yīng)用價值。

1 電調(diào)帶通濾波器的設(shè)計過程

圖1為電調(diào)帶通濾波器的結(jié)構(gòu)，它由2個λg/4(λg為波導(dǎo)波長)微帶諧振器構(gòu)成，諧振器的結(jié)構(gòu)為階梯阻抗型，諧振器間的耦合區(qū)域由開、短路端構(gòu)成。圖中，s1和s2為階梯阻抗諧振器間的間隙，w1對應(yīng)圖1的階梯寬度，wi、li(i=1～7)分別為濾波器結(jié)構(gòu)的各段寬度、長度，C為可調(diào)諧濾波器的可調(diào)電容，C1、Z1分別為隔直電容和偏置電阻，電阻Z=50 Ω。其中開路端間耦合為電耦合(ke)，短路端間耦合為磁耦合(km)，總耦合系數(shù)ktot為

ktot=ke-km

(1)

圖1 相對帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器

通過控制ke與km的大小比例得出ktot，且在頻率變化范圍內(nèi)幾乎保持不變。采用對稱的λg/4二階SIR。在濾波器結(jié)構(gòu)方面，濾波器的輸入、輸出采用抽頭式，以減小結(jié)構(gòu)復(fù)雜度。

圖2為耦合系數(shù)調(diào)整結(jié)構(gòu)圖。通過HFSS軟件對圖2進行本征模仿真，將仿真結(jié)果導(dǎo)出并計算其耦合系數(shù)：

(2)

式中fm1、fm2分別為模式1、2的工作頻率。

圖2 耦合系數(shù)調(diào)整結(jié)構(gòu)圖

圖3(a)為s1不同時，k12與工作頻率的關(guān)系。圖3(b)為w1不同時,k12與工作頻率的關(guān)系圖。w1與對應(yīng)的相對變化率R如表1所示。

圖3 耦合系數(shù)分析

表1w1與R對照表

w1/mm12345R/%10.0019.9312.1011.3617.42

由表1可知，w1=1 mm、4 mm時，R較小。本文設(shè)計的是帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器，故R越小越好，取w1=1 mm或4 mm最佳。s1與對應(yīng)的R如表2所示。

表2 s1與R對照表

由表2可知，s1=3 mm時，R最小，故s1=3 mm最佳。綜合考慮濾波器的結(jié)構(gòu)和仿真結(jié)果,選取s1=3 mm,w1=4 mm。

可調(diào)諧濾波器的C1=1.2～14.8 pF時，耦合系數(shù)的相對變化率為10×(1±0.01)，故濾波器的相對帶寬BW在調(diào)諧過程中幾乎保持恒定。確定諧振器間的耦合尺寸如表3所示。表中，wi、li(i=1～7)分別對應(yīng)濾波器結(jié)構(gòu)的各段長度、寬度。w2=w3=w4，C2為弱耦合所需的電容。

表3 濾波器結(jié)構(gòu)參數(shù)

圖4為品質(zhì)因數(shù)調(diào)整結(jié)構(gòu)圖，確定諧振器的抽頭位置，wi、li(i=1～7)分別為濾波器結(jié)構(gòu)的各段長和寬。w2=w3=w4=w5=w6=w7。

圖4 品質(zhì)因數(shù)調(diào)整結(jié)構(gòu)圖

外部品質(zhì)因數(shù)的計算式為

Qe=fc3/BW3 dB

(3)

式中：fc3為諧振器3 dB的中心頻率；BW3 dB為3 dB帶寬。

通過仿真得到l3=14 mm、電感L=10 nH。圖5為Qe隨頻率變化的關(guān)系圖。當(dāng)頻率在0.5～1.1 GHz變化時，Qe為15±1。Qe幾乎不隨fc3的變化而改變。

圖5 Qe隨調(diào)諧頻率的變化

由圖3、5可知，其參數(shù)幾乎不隨頻率的變化而變化，電調(diào)帶通濾波器的相對帶寬不變，即可實現(xiàn)相對帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器。

通過以上電調(diào)帶通濾波器設(shè)計過程分析，確定最終尺寸：w1=4 mm，w2=w3=w4=w6=w7=2 mm，s1=3 mm，s2=0.2 mm，l1=5 mm，l2=6.5 mm，l3=14 mm，l4=7.9 mm，l5=4 mm，l6=3 mm，l7=5 mm，C1=10 pF，L=10 nH，Z=50 Ω，Z1=10 kΩ。

圖6為電調(diào)帶通濾波器仿真模型。圖7為不同電壓值對應(yīng)的傳輸和反射曲線。頻率調(diào)諧范圍為0.45～0.98 GHz時，BW3 dB/fc3=0.07±0.01。本文若不采用SIR，頻率調(diào)諧范圍則會縮小。

圖6 電調(diào)帶通濾波器的原理圖

圖7 ADS仿真波形

2 實驗過程和測量結(jié)果

采用厚0.787 mm的Rogers5880(tm)介質(zhì)基板制作微帶線，基板的相對介電常數(shù)為2.2,介電損耗正切為0.000 9。變?nèi)荻O管采用Skyworks公司的SMV1215-011LF，C1和輸入、輸出電感采用ATC公司0603型高品質(zhì)因數(shù)值電容器和0805型線繞電感器。0603型的1 kΩ電阻器用于防止射頻泄漏。將這些元器件按照仿真圖焊裝在基板上，裝入鋁外殼中，實物照片如圖8所示。

圖8 相對帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器

采用網(wǎng)絡(luò)分析儀AgilentE5071B測量濾波器的傳輸和反射特性，測量結(jié)果如圖9所示。

圖9 測量結(jié)果

由圖9可看出，在0～8 V直流偏壓下，濾波器的中心頻率從0.45 GHz變化到1.0 GHz，與仿真結(jié)果基本一致。在0.45～1.0 GHz時，相對帶寬為0.06±0.01，基本保持恒定。但在低偏壓時插入損耗變化較大，其原因是介質(zhì)基板的介電損耗、微帶線的電導(dǎo)損耗、變?nèi)荻O管寄生電阻產(chǎn)生的損耗、電容器的介電損耗和電感串聯(lián)電阻產(chǎn)生的損耗造成的。采用高品質(zhì)因數(shù)值的GaAS變?nèi)荻O管和適當(dāng)增加濾波器的BW3 dB有望降低插入損耗。

3 結(jié)束語

采用階梯型阻抗諧振器實現(xiàn)相對帶寬恒定的電調(diào)帶通濾波器，并對其進行分析和測量。通過合理控制濾波器的尺寸，在0.45～1.0 GHz時實現(xiàn)相對帶寬保持恒定。實測結(jié)果與仿真結(jié)果基本一致。該濾波器結(jié)構(gòu)的提出使恒定帶寬可調(diào)濾波器體積減小，結(jié)構(gòu)簡單，且在無線通信系統(tǒng)中具有更廣泛的應(yīng)用價值。