基于55 nm CMOS 工藝的可變增益放大器

安文星，佟玲，劉亞軒，張娜

（1.天津大學(xué) 微電子學(xué)院，天津 300072；2.中國海洋大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，山東 青島 266100）

近年來，5G 通信對數(shù)據(jù)傳輸速率的高要求，使得無線通信系統(tǒng)的信道帶寬成為研究的重要指標(biāo)，而可變增益放大器（Variable Gain Amplifier，VGA）作為影響收發(fā)機芯片信道帶寬的重要模塊，其帶寬特性直接影響數(shù)據(jù)傳輸?shù)目炻?在接收機中，VGA 能對不同幅度的輸入信號產(chǎn)生不同的增益，從而增大接收機的動態(tài)范圍[1-2]，為了滿足5G 通信的數(shù)據(jù)吞吐量，應(yīng)用于5G 中VGA 的3-dB 帶寬必須在吉赫茲以上[3].為了保證通信系統(tǒng)擁有穩(wěn)定的建立時間，VGA 必須具有增益線性變化特性.因此，具有增益線性變化特性的寬帶VGA 得到了廣泛研究.

VGA 主要分為開環(huán)與閉環(huán)兩種，由于難以實現(xiàn)高增益、寬帶寬的運算放大器，閉環(huán)VGA 的帶寬往往受到極大限制，僅為幾十兆赫茲[4].現(xiàn)有的基于鍺硅雙極型互補金屬氧化物半導(dǎo)體（SiGe Bipolar Complementary Metal Oxide Semiconductor，SiGe BiCMOS）工藝和互補金屬氧化物半導(dǎo)體（Complementary Metal Oxide Semiconductor，CMOS）工藝的寬帶中頻或基帶VGA 多為開環(huán)結(jié)構(gòu)[5-10]，按控制方式又可分為數(shù)字控制與模擬控制兩種.在具有精確增益線性特性的寬帶VGA 中，數(shù)字控制的VGA 占主導(dǎo)地位[11-12]，但其增益變化為離散型，嚴(yán)重限制了其應(yīng)用領(lǐng)域；模擬控制的VGA 增益雖然能夠連續(xù)變化，但需要幾級低增益、寬帶寬的可變增益單元級聯(lián)，這就會帶來功耗、成本增加、整體VGA 線性度下降等問題.例如文獻[7]中提出的采用65 nm CMOS 工藝實現(xiàn)的一種模擬電流控制的VGA，帶寬達到4 GHz，但其功耗超過25 mW，功耗過高，不利于系統(tǒng)集成，在應(yīng)用上具有一定局限性.在利于系統(tǒng)集成的CMOS工藝中，實現(xiàn)增益線性變化具有挑戰(zhàn)性，文獻[9]雖然在低功耗下實現(xiàn)了寬帶特性，但增益變化為非線性，不適用于需要穩(wěn)定建立時間的系統(tǒng)中.

本文采用55 nm CMOS 工藝實現(xiàn)了一種模擬電壓控制，增益具有線性的寬帶可變增益放大器.在不顯著增加功耗的基礎(chǔ)上，實現(xiàn)了對數(shù)增益隨控制電壓連續(xù)、線性、大范圍的變化，且3-dB 帶寬對應(yīng)的頻率達到1.89 GHz.

1 電路設(shè)計

1.1 可變增益單元的設(shè)計

考慮到接收機一定的動態(tài)范圍和帶寬需求，本設(shè)計采用一種改進型的Cherry-Hooper 放大器，這種帶有反饋結(jié)構(gòu)的電路可以通過將輸出極點移向更高的頻率來擴大增益帶寬，并且不會使增益顯著降低.

傳統(tǒng)的Cherry-Hooper 型放大器如圖1（a）所示，這種結(jié)構(gòu)有兩點不足之處：首先，為使所有晶體管在飽和區(qū)域工作，大偏置電壓會造成高功耗；其次，RD限制了放大器的最小增益，也就限制了放大器的可調(diào)諧范圍.因此，本文對傳統(tǒng)的Cherry-Hooper放大器進行了改進，使其在不增加功耗的情況下，具有更寬的增益調(diào)諧范圍，如圖1（b）所示.其中可用工作在三極管區(qū)的PMOS 管M5、M6來代替反饋電阻Rf，Cf為M5、M6的等效寄生電容.利用施加在M5、M6柵極上電壓VC的變化來實現(xiàn)可調(diào)電阻的功能[13].所有CMOS 晶體管都采用低閾值電壓模型來緩解功耗問題.外接控制電壓的PMOS 晶體管M7、M8分別與R3、R4并聯(lián)，以降低最小增益，從而增加整體增益調(diào)諧范圍.此外，NMOS 管M1、M2分別由偏置電阻R1、R2提供直流電流.最終優(yōu)化得到的各晶體管的參數(shù)如表1 所示.

圖1 可變增益單元的設(shè)計Fig.1 Design of variable gain cell

1.1.1 寬帶的實現(xiàn)

為減小分析復(fù)雜度，圖2 給出了可變增益放大器半邊小信號模型.其中Gm 級和TI 級的直流增益可分別由公式（1）和（2）進行定義.

表1 可變增益放大單元中晶體管的柵寬和柵長值Tab.1 Gate width and gate length values of transistors in the variable gain amplifier cell

圖2 可變增益單元半邊小信號模型Fig.2 Half small-signal model of variable gain cell

改進的Cherry-Hooper 放大器增益單元可視為跨導(dǎo)Gm 級和跨阻抗TI 級的級聯(lián)，則增益單元的直流增益Av0為：

式中：gm1和gm3分別為M1和M3的跨導(dǎo)；RA和RB為主節(jié)點A 和B 處的輸出電阻；反饋電阻Rf為M5、M6的等效電阻.該增益單元的傳輸函數(shù)Av（s）為：

式中：Cf為M5、M6的等效寄生電容.a 和b 的表達式分別為：

式中：CA為節(jié)點A 處的總寄生電容；CB為輸出節(jié)點B 處的總負(fù)載電容.通常忽略Cf的值，電路中晶體管M7可增大RA和RB的值，使RA>>Rf和RB>>Rf，則節(jié)點A 和節(jié)點B 處的極點為gm3/（CA+gm3RfCf）和gm3/（CB+gm3RfCf），進一步化簡得gm3/CA和gm3/CB.

可以發(fā)現(xiàn)除了寄生電容CA、CB，該可變增益單元的帶寬只由gm3決定，與gm1無關(guān)，這種設(shè)計的優(yōu)點在于某個增益水平下，可以通過調(diào)節(jié)gm3來擴展帶寬.由于差分電路的對稱性，另一半電路中節(jié)點C 和D同理可得與上述節(jié)點A 和B 相同的結(jié)論，即可通過調(diào)節(jié)與gm3相對應(yīng)的gm4來擴展帶寬.

在直流偏置一定的條件下，改變晶體管M3、M4的柵寬和柵長可以改變其跨導(dǎo)值.圖3 給出不同柵寬M3、M4的可變增益放大器頻率特性.可以看出柵寬過大時寄生電容也不斷增大，跨導(dǎo)gm不再起主要作用，可變增益單元通帶內(nèi)增益出現(xiàn)紋波.因此根據(jù)實際需求選擇M3和M4的柵寬為24 μm.從整體來看，基于這種方式改進的Cherry-Hooper 型放大器能夠?qū)崿F(xiàn)更寬的帶寬.

圖3 不同柵寬M3、M4 的可變增益放大器頻率特性Fig.3 Frequency responses of the variable gain amplifier with different gate widths of M3，M4

1.1.2 增益線性的實現(xiàn)

為了實現(xiàn)恒定的環(huán)路穩(wěn)定時間和寬范圍增益調(diào)節(jié)，VGA 要求具有指數(shù)增益特性，從而可實現(xiàn)增益線性變化.使用具有本征指數(shù)特性的雙極型晶體管（Bipolar Junction Transistor，BJT）器件或異質(zhì)結(jié)雙極型晶體管（Heterojunction Bipolar Transistor，HBT）可較為輕松地實現(xiàn)可變增益放大器的指數(shù)增益特性.而在MOS 管中，由于漏源電流與柵源電壓的平方律關(guān)系，難以實現(xiàn)指數(shù)增益特性.考慮到功耗問題，本文利用可調(diào)諧MOS 管工作在線性區(qū)的特點實現(xiàn)增益線性變化.

Cherry-Hooper 型放大器單元的直流增益Av0可簡化為Av0≈gm1Rf.因此，Rf與Av0具有線性關(guān)系，即可變電阻Rf具有指數(shù)特性時，便可實現(xiàn)增益線性變化.

如圖1（b）所示，在改進型Cherry-Hooper 放大器電路中，Rf是由可調(diào)諧PMOS 管M5、M6實現(xiàn)的，當(dāng)PMOS 管工作在線性區(qū)時，可以得到表達式（7），其中VC和VS分別為柵極電壓和源極電壓.

根據(jù)泰勒展開公式，當(dāng)允許一定誤差存在時，ex≈1/（1-x），，通常在設(shè)計中VC的取值為0～電源電壓，VS在本設(shè)計中為1.1 V，為滿足條件1，VC取值要小于0.691 V，此時式（7）可寫成：

將式（8）換算成對數(shù)形式可得：

顯然，K1和K2是常數(shù)，Rf相對于柵極電壓VC成增益線性的關(guān)系，即增益Av0與柵極電壓VC成增益線性關(guān)系.

通過以上推導(dǎo)可以得出，只要調(diào)節(jié)作為可調(diào)電阻Rf的可調(diào)諧PMOS 管的參數(shù)和工作區(qū)，就能使電路的對數(shù)增益隨著控制電壓VC呈線性變化.

1.2 整體VGA 系統(tǒng)與其他關(guān)鍵模塊的設(shè)計

1.2.1 整體VGA 架構(gòu)

圖4 為本文提出的VGA 系統(tǒng)框圖.本文采用的VGA 系統(tǒng)為級聯(lián)結(jié)構(gòu)，能提供足夠的增益來放大接收到的較弱信號.設(shè)每個可變增益單元的3-dB 帶寬為BC，增益為AC，級聯(lián)系統(tǒng)的3-dB 帶寬為Btot，增益為Atot，則有關(guān)系式（10）和（11），其中n 代表級聯(lián)的個數(shù).為達到高速通信的目的，整體VGA 需滿足帶寬大于1 GHz 的設(shè)計目標(biāo)，因此在權(quán)衡n 與總噪聲系數(shù)之間的矛盾之后，選擇n=3.

圖4 所提出的VGA 系統(tǒng)框圖Fig.4 Overall block diagram of proposed VGA

整個VGA 的增益變化由控制電壓VC決定，三級VGA 單元由相同的改進型Cherry-Hooper 放大器組成；由具有較低截止頻率的高通濾波器構(gòu)成的前饋電路有效消除了直流偏移.為了在實際環(huán)境中匹配50 Ω 的阻抗，在電路輸入和輸出端添加了緩沖器，能夠有效地進行隔離并起到阻抗匹配的作用.

1.2.2 直流偏移消除電路

直流失調(diào)是設(shè)計高增益放大器時必須考慮的問題，即使一個很小的輸入直流失調(diào)電壓，經(jīng)過多級放大后可能使輸出飽和，導(dǎo)致VGA 輸出為恒定電平.實際中，一般采取電容耦合或直流失調(diào)消除電路來降低直流失調(diào)電壓.其中電容耦合是在前饋路徑中每級放大器之間使用大尺寸的電容和電阻，來避免損失信號通路中的低頻分量，這種方式往往見于低頻應(yīng)用.典型的直流失調(diào)消除電路是通過帶有RC低通濾波器的單個反饋放大器提取輸出直流失調(diào)電壓，將其部分反饋到輸入端，逐步在輸入端校正直流失調(diào)電壓[4，8-10]，加入反饋放大器后往往會引入額外功耗，不利于整體設(shè)計.

圖5 為前饋直流失調(diào)消除電路，利用晶體管代替高通濾波器中的大電阻R0和大電容C0，在降低電路復(fù)雜度的同時減小了芯片面積，并使得該高通濾波器的截止頻率大大降低，從而降低了該可變增益放大器的下截止頻率，可以有效提升數(shù)據(jù)傳輸速率，降低誤碼率.

圖5 前饋直流失調(diào)消除電路Fig.5 Feed-forward DC offset cancellation circuit

1.2.3 輸入緩沖器與輸出緩沖器

為方便在實際環(huán)境中進行測試，VGA 系統(tǒng)在輸入輸出端分別使用緩沖器來獲得良好的匹配，便于驅(qū)動低阻抗負(fù)載.輸入與輸出緩沖器的原理圖如圖6 所示.輸入緩沖器采用基本的共柵極放大結(jié)構(gòu)[9]，其輸入阻抗為R5/（1+gm9R5），gm9R5的值很小，可忽略不計；輸出緩沖器采用具有共模反饋電路的射極跟隨器的結(jié)構(gòu)[14]，其輸出阻抗為Zout=（1/gm15）‖（1/gm16）；M15、M16影響著VGA 的輸出匹配.緩沖器電路中關(guān)鍵器件的參數(shù)見表2.

圖6 緩沖器電路圖Fig.6 Buffer circuit

表2 緩沖器電路中晶體管的柵寬和柵長值Tab.2 Gate width and gate length values of transistors in the buffer circuit

2 結(jié)果與分析

本文設(shè)計的VGA 版圖如圖7 所示，由于芯片設(shè)計時未使用任何電感，故芯片面積小，制作成本低.芯片面積為0.006 mm2（芯片核心區(qū)域尺寸，不包括焊盤），直流功耗為19.68 mW.使用仿真軟件基于Global Foundries 55 nm CMOS 工藝模型對該寬帶VGA 進行版圖后仿真.圖8（a）給出了該VGA 的對數(shù)增益在不同頻率上的響應(yīng)結(jié)果.該放大器3-dB 帶寬為1.89 GHz（0.000 12～1.9 GHz），帶內(nèi)平坦度極佳.

圖7 可變增益放大器的版圖Fig.7 Layout of the variable gain amplifier

該VGA 的對數(shù)增益隨控制電壓變化結(jié)果如圖8（b）所示，當(dāng)控制電壓VC為0～0.6 V 時，電路的對數(shù)增益與控制電壓VC呈現(xiàn)相當(dāng)好的線性關(guān)系，擬合度較高，增益線性變化的動態(tài)范圍為-33.4～46.9 dB，增益實現(xiàn)了最大范圍的線性變化.

圖8 可變增益放大器的性能Fig.8 Performance of the variable gain amplifier

表3 為本文中VGA 的指標(biāo)與已發(fā)表的同類采用CMOS 工藝的可變增益放大器的性能比較.本文所提出的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)1.89 GHz（0.000 12～1.9 GHz）的3-dB 帶寬，并具有高達80.3 dB（-33.4～46.9 dB）的增益線性變化的增益.通常廣泛使用的綜合評價VGA性能的FoM 公式如（12）所示，可突出設(shè)計在帶寬BW、動態(tài)范圍Gain Range、功耗Power、面積Core Area 等方面的優(yōu)越性.文獻[9]的FoM 雖高于本文中的VGA，其增益卻不具備dB 線性的特征，相較而言本設(shè)計可直接應(yīng)用于自動增益控制系統(tǒng)中，在實際應(yīng)用中更具有優(yōu)勢.

表3 可變增益放大器性能總結(jié)與對比Tab.3 Summary and comparison of the variable gain amplifier performance

3 結(jié)論

本文設(shè)計了一種CMOS 寬帶可變增益放大器，該放大器采用三級級聯(lián)結(jié)構(gòu)，增益單元基于改進的Cherry-Hooper 放大器，可增大帶寬，通過在放大管輸出的漏極添加可調(diào)諧的PMOS 晶體管代替反饋電阻，同時保證了更大的增益調(diào)諧范圍.此外，利用該可調(diào)諧晶體管工作在亞閾值區(qū)的特征，在整個動態(tài)變化范圍內(nèi)實現(xiàn)出色的dB 線性.最后，利用直流失調(diào)消除技術(shù)優(yōu)化了電路性能.VGA 的增益范圍為-33.4～46.9 dB，具有精確的dB 線性特性，3-dB 帶寬為1.89 GHz（0.000 12～1.9 GHz），滿足了5G 通信系統(tǒng)的要求，同時VGA 電路僅占用0.006 mm2面積，1.2 V 電源僅消耗16.4 mA 電流，在VGA 廣泛適用的FoM 值為1 292，高于目前同類設(shè)計，實現(xiàn)了芯片小尺寸和低功耗，適用于5G 寬帶通信系統(tǒng)中.