基于容性參數(shù)等效的功率變換器系統(tǒng)電磁輻射預(yù)估方法及抑制措施

張開顏 王世山 李孟子 郭 靜 顏 偉

基于容性參數(shù)等效的功率變換器系統(tǒng)電磁輻射預(yù)估方法及抑制措施

張開顏1王世山1李孟子1郭 靜1顏 偉2

（1. 南京航空航天大學(xué)自動化學(xué)院 南京 211106 2. 南京師范大學(xué)電氣工程與自動化學(xué)院 南京 210042）

電磁輻射在空間通過電磁波的形式干擾其他電氣電子設(shè)備，是電磁兼容研究領(lǐng)域中的熱點問題之一。鑒于功率變換器系統(tǒng)（PCS）遠(yuǎn)場輻射機(jī)理的復(fù)雜性，該文以Boost變換器為研究對象，探索得到功率變換器中的共模（CM）電流是PCS的主要輻射噪聲源，并通過輸入線纜與地平面之間的寄生電容傳遞，由此建立功率變換器的共模電流通路（CCP）模型。通過適當(dāng)?shù)暮喕?，CCP進(jìn)一步等效為等效輻射預(yù)測模型（EMR）；采用有限元法（FEM）提取變換器系統(tǒng)的寄生電容，進(jìn)而迭代設(shè)計確定EMR結(jié)構(gòu)，利用信號發(fā)生器給EMR饋電模擬變換器的電磁輻射。在電波暗室中分別對PCS和EMR測試比較，兩種模型的輻射場強(qiáng)很好地吻合，從而驗證了該方法的可行性。最后，該文提出基于散射參數(shù)的方法對電磁噪聲抑制效果進(jìn)行評估；在此基礎(chǔ)上，選擇鐵氧體磁環(huán)改變線纜系統(tǒng)的散射參數(shù)矩陣，從而可對電磁輻射進(jìn)行抑制；給出了磁環(huán)的推薦安裝方式，使得PCS通過GB 9254 ClassB測試標(biāo)準(zhǔn)。

功率變換器 輻射噪聲 共模電流 有限元 寄生參數(shù)

0 引言

隨著功率變換器的高頻化、高功率密度化的趨勢日益顯著，其產(chǎn)生的電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）也日益嚴(yán)重。作為功率變換器EMI重要指標(biāo)的遠(yuǎn)場電磁輻射不但容易影響附近無線電子設(shè)備的正常工作，也常造成30～300MHz頻段電磁輻射超標(biāo)，使功率變換器以及由其供電的電器、電子系統(tǒng)的電磁兼容認(rèn)證失敗，成為功率變換器設(shè)計中的一個難點及挑戰(zhàn)[1-2]。

由于功率變換器系統(tǒng)（Power Converter System, PCS）的復(fù)雜性，國內(nèi)外對功率變換器電磁輻射機(jī)理和特性的研究相對于傳導(dǎo)干擾顯得較少[3]，且難以建立精確、簡化的輻射預(yù)測模型，故對功率變換器系統(tǒng)進(jìn)行合理有效的建模顯得極為迫切。

根據(jù)輻射的機(jī)理，對于一般的電子設(shè)備而言，研究者大多采用“PCB+線纜”的結(jié)構(gòu)對輻射進(jìn)行分析，針對輻射特性、輻射形成過程以及噪聲電流傳遞過程進(jìn)行了大量研究，具體方法如下：

（1）解析法。主要思路為根據(jù)輻射峰值公式或建立解析模型[4]計算得到輻射場強(qiáng)，例如，文獻(xiàn)[5]通過修正輻射公式中的電磁波傳遞系數(shù)，對PCB中的線纜引起的輻射進(jìn)行計算；文獻(xiàn)[6-7]根據(jù)解析表達(dá)式和傳遞函數(shù)對輻射進(jìn)行計算，再結(jié)合測試出的電場強(qiáng)度比對，驗證輻射預(yù)測效果。此類方法較為繁瑣，實際工程應(yīng)用價值不高，且誤差較大。

（2）測試法。主要思路是在電波暗室中對產(chǎn)品進(jìn)行測試[8-10]，例如，文獻(xiàn)[11]提出結(jié)合波阻抗分析對輻射進(jìn)行快速測試；文獻(xiàn)[12]提出基于電路射頻參數(shù)對輻射進(jìn)行快速測試，從而對超標(biāo)頻點進(jìn)行抑制。該類方法實際工程效果較好，但對輻射機(jī)理分析較為淺顯。

（3）建模法。該類方法首先對噪聲源進(jìn)行定位，通過建立相應(yīng)的預(yù)測模型來仿真輻射，例如，文獻(xiàn)[13-16]根據(jù)PCB結(jié)構(gòu)建立對應(yīng)的共模電流輻射模型來預(yù)測遠(yuǎn)場輻射；文獻(xiàn)[17]建立高頻環(huán)路模型預(yù)測近場輻射。此類方法對輻射機(jī)理描述較為詳盡，然而相關(guān)電磁參數(shù)的提取方法較為繁瑣，且缺少相關(guān)實驗佐證。

預(yù)測電磁噪聲最終目的是抑制電磁噪聲，從而使得各類產(chǎn)品通過相應(yīng)標(biāo)準(zhǔn)限值。在輻射噪聲抑制措施方面，可采用加裝EMI濾波器的方法或?qū)CB結(jié)構(gòu)進(jìn)行調(diào)整[18-19]，但所需成本較高、經(jīng)濟(jì)性較差，而采用鐵氧體磁環(huán)成為抑制輻射噪聲較為主流的方式[20]。盡管如此，針對鐵氧體磁環(huán)抑制輻射干擾的研究文獻(xiàn)較少且機(jī)理分析不夠明確，類似的文獻(xiàn)如文獻(xiàn)[21]僅研究了套接磁環(huán)前后線纜感應(yīng)電流的變化；而文獻(xiàn)[22]僅進(jìn)行了定性分析和重復(fù)性實驗研究，且未對抑制效果形成量化。

鑒于以上原因，本文基于電容等效原理，通過數(shù)值計算方法，探索出一種可表征輻射特性的等效輻射預(yù)測模型，并以實驗的方式預(yù)估輻射場強(qiáng)；同時，還采用散射參數(shù)對磁環(huán)抑制輻射噪聲機(jī)理做出了詳盡分析，由此可對抑制效果進(jìn)行快速評估，從而為功率變換器系統(tǒng)電磁輻射提供了一種有效且易實施的預(yù)估及抑制方案。

1 電磁噪聲輻射模型

1.1 輻射噪聲源

功率變換器產(chǎn)生的電磁噪聲主要分為差模（Differential Mode, DM）噪聲和共模（Common Mode, CM）噪聲兩種。Boost變換器中的CM和DM噪聲如圖1所示。DM噪聲主要流經(jīng)變換器的工作回路，而CM噪聲通過電源線與地間的寄生電容進(jìn)行傳播。

在Boost變換器中，輸入線纜長度為電大尺寸（長度大于噪聲波長的1/10）；in、out分別為輸入、輸出電容；1、2為線纜與無限大地平面之間的寄生電容；S為MOSFET；節(jié)點N與PCB上S的漏極、電感、二極管VD相連的區(qū)域，該位置實際上是PCB導(dǎo)線的一部分，其與無限大地平面之間的寄生電容為CM。

圖1 Boost變換器中的CM和DM噪聲

當(dāng)Boost變換器工作時，漏源極電壓ds帶有高頻電壓諧波，驅(qū)動著高頻電流流經(jīng)由、輸入電容in和直流電源組成的工作回路，引起變換器的DM噪聲；ds驅(qū)動著高頻電流流經(jīng)由CM、地、電容1和2，引起變換器的CM噪聲。由于PCB為電小尺寸，DM電流產(chǎn)生的電場在遠(yuǎn)場區(qū)相互抵消，所引起的遠(yuǎn)場輻射可忽略不計，因此本文將著重關(guān)注CM電流所引起的遠(yuǎn)場輻射。

1.2 噪聲電流傳遞路徑簡化

Boost變換器工作時，功率管S的高頻通斷使其兩端的電壓和電流產(chǎn)生突變，引起極高的d/d，產(chǎn)生大量的電磁噪聲并以電磁輻射的方式向外界傳播。因此，功率管S可視為一個高頻噪聲電壓源n。在輻射頻段30～300MHz，電容in、out的阻抗相對于寄生電容CM、1和2的阻抗很小，可視為短路，而電感的阻抗很大，可視為開路。CM噪聲電流在Boost變換器中的流通路徑如圖2中PCM所示。

圖2 Boost變換器中的CM路徑

進(jìn)一步簡化的CM電流模型如圖3所示，寄生電容1、2可視為連在同一點Q，呈并聯(lián)結(jié)構(gòu)，記作1+2；由于1、2、CM均為與無限大地平面之間的寄生電容，1+2與CM可視為串聯(lián)，即為輸入輸出線纜與噪聲電壓源n之間的耦合電容，最終CM電流通路（CM Current Path, CCP）如圖4所示。

圖3 CM電流簡化模型

圖4 CM電流通路

1.3 等效輻射預(yù)測模型

對于圖4中的CCP，基于“電容等效”原則，將CCP及其所連接的線纜視為等效輻射預(yù)測模型（Equivalent prediction Model of Radiation, EMR），如圖5所示。圖5中，E和G分別為EMR上、下極板，參考導(dǎo)體為S；當(dāng)PCS有機(jī)殼屏蔽時，機(jī)殼作為S，無機(jī)殼時則等效金屬外殼作為S，各極板間互容分別為E、EG、G。采用數(shù)值計算方法，如有限元法（Finite Element Method, FEM），確定EMR結(jié)構(gòu)參數(shù)，使得二者電容參數(shù)對應(yīng)相等，由此可利用EMR模擬PCS的輻射特性。

圖5 等效輻射預(yù)測模型

圖5中，EMR中的輻射區(qū)域（Emitting, E）代表節(jié)點N（電勢迅速變化的電路節(jié)點）附近區(qū)域和所有其他可產(chǎn)生噪聲電流的綜合效應(yīng)，相當(dāng)于圖4中n的上端；PCB地（Ground, G）對應(yīng)的是直接與線纜相連的一部分微帶線，在EMR中直接與n的下端相連，表征為圖4中n的下端部分。為了建模和計算方便，采用規(guī)則形狀進(jìn)行等效，選取圓形模型有助于減少EMR模型結(jié)構(gòu)參數(shù)且簡化計算，同時也便于修改結(jié)構(gòu)參數(shù)以進(jìn)行迭代，電場分布也更圓滑，避免電場奇異點的出現(xiàn)。

圖5中，E為輻射區(qū)域和PCB地之間的分布電容，G為連接線纜和無窮大地平面之間的分布電容，若選擇

（1）

（2）

則可認(rèn)為EMR在輻射特性上可替代PCS，從而對EMR采取仿真或?qū)嶒灥姆绞絹眍A(yù)估PCS的輻射。

2 EMR參數(shù)優(yōu)化設(shè)計

2.1 容性寄生參數(shù)提取

根據(jù)靜電場理論，利用FEM對PCS和EMR的電容參數(shù)提取，由此對EMR的結(jié)構(gòu)參數(shù)進(jìn)行迭代優(yōu)化設(shè)計，基于電容等效的EMR優(yōu)化流程如圖6所示。圖6中，為容差。

圖6 基于電容等效的EMR優(yōu)化流程

具體優(yōu)化設(shè)計流程如下：

（1）首先在ANSYS的Multiphysics下的Electromagnetics模塊中，選擇靜電場的plane121單元，通過命令流來建立變換器布局的靜電場模型，利用CMatrix指令提取變換器系統(tǒng)電容參數(shù)矩陣。

（4）根據(jù)迭代優(yōu)化之后的EMR結(jié)構(gòu)參數(shù)，對EMR進(jìn)行設(shè)計，測量其輻射場強(qiáng)，再與變換器的輻射場強(qiáng)進(jìn)行對比，驗證該方法的有效性。

EMR剖面示意圖如圖7所示，關(guān)于軸線對稱，其初值選擇方法為：如果采用仿真，圖7中的1與2厚度均可以忽略，即作為“金屬”表面的等位節(jié)點；如果采用實驗，則以PCB厚度為準(zhǔn)，即1=2= 0.4mm；同樣，出于實驗?zāi)Ｐ偷姆奖阈?，可取上、下極板間距e=1.5mm，下極板距機(jī)殼下部距離2s= 10mm，機(jī)殼半徑s=100mm；1、2分別為E和G的半徑。

圖7 EMR剖面示意圖

2.2 EMR優(yōu)化迭代

在ANSYS中建立用來提取功率變換器系統(tǒng)電容參數(shù)的靜電場模型，模型結(jié)構(gòu)尺寸見表1，提取到PCS的電容參數(shù)矩陣為

表1 變換器結(jié)構(gòu)尺寸

Tab.1 The structure size of converter

PCS及EMR的靜電場模型均可視為多導(dǎo)體系統(tǒng)，其中導(dǎo)體的電位不但與自身帶電量有關(guān)，還與周圍其他導(dǎo)體的位置和帶電量有關(guān)，即

多導(dǎo)體系統(tǒng)如圖8所示，整個系統(tǒng)的靜電場能量可以表示為

式中，當(dāng)=時，稱為導(dǎo)體的自電容；為導(dǎo)體與之間的互電容；為導(dǎo)體與之間的電壓。

圖8 多導(dǎo)體系統(tǒng)

若對導(dǎo)體加載邊界條件為

此時電場能量為

同理，繼續(xù)加載邊界條件為

此時電場能量為

以此類推，利用CMatrix指令自動加載不同的邊界條件，則可計算出整個系統(tǒng)的電容矩陣為

事實上，式（3）中的矩陣為EMR優(yōu)化目標(biāo)矩陣，即真實變換器系統(tǒng)的等效矩陣；對應(yīng)地，EMR迭代設(shè)計過程中的矩陣為

基于已經(jīng)確定的結(jié)構(gòu)尺寸，EMR待優(yōu)化的結(jié)構(gòu)參數(shù)僅為3個，即E的半徑1、G的半徑2、E距機(jī)殼上部距離1s。為快速達(dá)到收斂效果，選取參數(shù)的初值為

式中，為介電常數(shù)。

選擇初值基本思路：EMR近似為一個“計及邊緣電場效應(yīng)的軸對稱平行板電容器”。同樣，基于該特性，三個待優(yōu)化的結(jié)構(gòu)參數(shù)可進(jìn)行迭代，迭代公式為

式中，為迭代次數(shù)，選擇容差為=10-3，迭代10次后，EMR結(jié)構(gòu)參數(shù)見表2。利用近似關(guān)系構(gòu)造迭代格式，有效減少了迭代次數(shù)，使計算結(jié)果快速收斂到目標(biāo)值。

表2 迭代前后EMR結(jié)構(gòu)參數(shù)

Tab.2 The structure size of EMR by iteration

上述提取電容的方法稱為“能量法”，可為今后軟件的二次開發(fā)提供途徑，同時也為今后考慮導(dǎo)體趨膚效應(yīng)情況下提取寄生電感參數(shù)提供依據(jù)。

3 輻射抑制措施

3.1 磁環(huán)抑制噪聲原理

電磁輻射可以被動抑制，如屏蔽；而主動抑制，即抑制噪聲電流最為徹底，其中線纜加裝磁環(huán)如圖9所示，為一種經(jīng)濟(jì)、方便且廣泛應(yīng)用于工程上的有效方法。磁環(huán)之所以能有效抑制線纜中的噪聲電流，是因為作為高阻抗的磁環(huán)既可以儲存噪聲能量，也可以消耗噪聲能量，具備“反射”和“耗散”的雙功能。常用的磁環(huán)鐵氧體材質(zhì)一般為錳鋅（MnZn）或鎳鋅（NiZn）。錳鋅鐵氧體具備很高的初始磁導(dǎo)率，但隨著頻率升高到100kHz而急劇減小。因此，在30～300MHz的輻射頻段，選用初始磁導(dǎo)率較低但高頻表現(xiàn)更好的鎳鋅磁環(huán)。

圖9 磁環(huán)環(huán)繞傳輸線（線纜）

當(dāng)傳輸線穿過磁環(huán)時，磁環(huán)的等效電感為

式中，為磁導(dǎo)率，其復(fù)數(shù)形式為

式中，r、、分別為磁環(huán)長度、內(nèi)徑和外徑。對應(yīng)地，磁環(huán)的等效阻抗為

其中

式中，d為磁環(huán)的等效電阻，可抑制傳輸線中的噪聲電流，具有耗散作用；d為等效電感，可儲存噪聲電流，具備反射作用。

則磁環(huán)可看作為等效電阻d和等效電感d的串聯(lián)，若考慮寄生電容d的影響，則磁環(huán)三參數(shù)模型如圖10所示。本文研究僅為單根線纜穿過磁環(huán)，在低于諧振頻率范圍內(nèi)其電容的效應(yīng)可忽略不計，因此電阻d和電感d為抑制輻射干擾的關(guān)鍵參數(shù)，其值的大小決定著對輻射的抑制效果。

圖10 磁環(huán)三參數(shù)模型

3.2 多導(dǎo)體傳輸線系統(tǒng)的散射參數(shù)

多導(dǎo)體傳輸線（Muliconductor Transmission Lines, MTL）系統(tǒng)如圖11所示，可由狀態(tài)轉(zhuǎn)移矩陣表征端口電壓電流的傳輸特性，即

式中，U(0)、I(0)分別為傳輸線網(wǎng)絡(luò)近端的電壓、電流矩陣；U(l)、I(l)則為遠(yuǎn)端電壓、電流矩陣；分塊矩陣的元素與單位長度阻抗矩陣Z、導(dǎo)納矩陣Y以及傳輸線長度l有關(guān)。

傳輸線終端條件需由具體的端口網(wǎng)絡(luò)來確定，對于線性端口網(wǎng)絡(luò)，可將端口電壓和電流通過戴維南等效電路來表征，即

式中，S為電壓源；S為源阻抗；L為負(fù)載阻抗。由式（23）～式（25）可知，消去電流分量，則遠(yuǎn)端端口電壓與近端端口電壓之間的關(guān)系為

式中，U為電壓傳輸矩陣，表征MTL從近端端口電壓(0)到遠(yuǎn)端端口電壓()的傳輸特性。

將式（26）改寫成矩陣形式為

則第根導(dǎo)體終端電壓為

在端口匹配的情況下，由散射（Scattering, S）參數(shù)表示的第條傳輸線上終端電壓和輸入電壓的之間的關(guān)系為

此時U與散射矩陣中的元素對應(yīng)相等，即

對于30～300MHz的輻射頻段，利用散射參數(shù)能把場的問題轉(zhuǎn)化為路的問題來分析，更適合于分析高頻分布參數(shù)電路的電磁能量傳輸問題。

3.3 “傳輸線網(wǎng)絡(luò)+磁環(huán)”的S參數(shù)

對于MTL網(wǎng)絡(luò)，()與F()的級聯(lián)如圖12所示。在第根導(dǎo)體上套接長度為的鐵氧體磁環(huán)，相對于原網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)了一個新的網(wǎng)絡(luò)，從而通過改變散射矩陣起到削弱電磁能量的傳遞能力，進(jìn)而減小電磁干擾。

圖12 S(l-h)與SF(h)的級聯(lián)

原MTL系統(tǒng)兩端的電壓關(guān)系為

安裝磁環(huán)后

式中，()為未套接磁環(huán)線纜部分的散射矩陣，該部分套接磁環(huán)前后數(shù)值不變；F()為套接磁環(huán)的線纜部分散射矩陣，其值與單位長度的阻抗參數(shù)有關(guān)，在第根套接磁環(huán)上相當(dāng)于改變了該條傳輸線的自阻抗。

對變換器線纜而言，輸入輸出均為2個端口，可視為“2+1”傳輸線系統(tǒng)。()為原系統(tǒng)散射矩陣，在套接磁環(huán)之后，整個MTL的′()為

其中

表征端口1到端口2的信號傳輸能力。在線纜套接磁環(huán)前后，根據(jù)21的變化情況可反映磁環(huán)對信號的衰減能力，由此可通過矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（Vector Network Analyzer, VNA）采用散射參數(shù)對磁環(huán)抑制輻射進(jìn)行評估。

4 電磁輻射預(yù)測

4.1 Boost變換器輻射測試

在3m法電波暗室中測試Boost變換器30～300MHz遠(yuǎn)場輻射特性。根據(jù)GJB 151A/152A-97中RE102測試標(biāo)準(zhǔn)要求[23-24]，3m暗室輻射測試布局如圖13所示，對30～200MHz頻率范圍采用雙錐天線測量；對200～300MHz頻率范圍采用雙脊喇叭天線測量，將被測Boost變換器置于90cm高接地平臺之上，最大輻射面正對測試天線，測試其垂直極化方向的電場強(qiáng)度。

圖13 3m暗室輻射測試布局

實驗測試配置見表3，利用電波暗室的可調(diào)壓直流電源通過LISN給Boost變換器供電，輸入電壓穩(wěn)定在8V，輸出電壓為9V。每測完一組數(shù)據(jù)，更換不同長度的輸入線纜，繼續(xù)測試，數(shù)據(jù)由EMI接受機(jī)采集。

表3 實驗測試配置

Tab.3 Experimental test configuration

不同輸入線纜長度輻射EMI噪聲如圖14所示，可以觀測到，在帶恒定負(fù)載且輸出線纜長度保持不變的情況下，不同輸入線纜長度在30～300MHz隨著頻率的變化情況。

圖14 不同輸入線纜長度輻射EMI噪聲

30～200MHz遠(yuǎn)場輻射場強(qiáng)總體趨勢隨著頻率的升高而升高，且三條曲線走勢較為相似。在部分頻點出現(xiàn)較嚴(yán)重的輻射尖峰，主要集中在60MHz、110MHz、160MHz附近，峰值均在28dBmV·m-1左右。在其他參數(shù)不變的情況下，可見輻射場強(qiáng)隨著輸入電纜長度增大出現(xiàn)較明顯的增幅。以60MHz頻點為例，長度為1.0m的輸入線纜相較于0.8m時的輻射場強(qiáng)增加約4dBmV·m-1，而0.8m相較于0.6m輻射場強(qiáng)增加約6dBmV·m-1，由此可知，線纜是引起電磁輻射的重要因素。

對于200～300MHz頻段，不同長度的輸入線纜長度的輻射場強(qiáng)幅值較為接近，整體趨勢也隨著頻率上升呈現(xiàn)增大，300MHz相較于200MHz輻射場強(qiáng)高6dBmV·m-1左右。

4.2 EMR輻射測試

EMR輻射預(yù)測實驗如圖15所示。根據(jù)迭代出的EMR結(jié)構(gòu)參數(shù)，進(jìn)行EMR實物設(shè)計。利用RIGOL-DS4032示波器對Boost變換器噪聲源n進(jìn)行測試，所測噪聲源n波形如圖16所示。在3m法電波暗室中利用RIGOL-DG5351信號發(fā)生器模擬噪聲源電壓，給EMR饋電。

圖15 EMR輻射預(yù)測實驗

圖16 噪聲源電壓波形

將所測EMR預(yù)測曲線與Boost的遠(yuǎn)場輻射曲線進(jìn)行比對，如圖17所示。發(fā)現(xiàn)在50～70MHz、90～130MHz、150～200MHz曲線吻合程度較好，而30～50MHz、70～90MHz、130～150MHz誤差約有15dBmV·m-1，在42.3MHz頻點處最高可達(dá)30dBmV·m-1左右。

通過對EMR接線方式及相關(guān)設(shè)備布局，對誤差較大產(chǎn)生的原因分析如下：

（1）預(yù)測實驗給EMR模型饋電的信號發(fā)生器受電源線長度限制，距離接收輻射信號的接收天線較近，所測曲線包含一部分信號發(fā)生器的輻射噪聲，造成一定的誤差。

圖17 EMR與Boost變換器輻射對比

（2）由信號發(fā)生器引出的BNC接頭連接至EMR模型的線纜有一段缺少屏蔽層，也會對EMR輻射曲線低頻段有一定的影響。

（3）通過Boost變換器等效出的EMR模型，經(jīng)過了一系列簡化，本身也會存在一定的誤差，但是預(yù)測曲線的整體趨勢也驗證了電容等效理論的合理性。

4.3 測試方案改進(jìn)

進(jìn)一步對實驗細(xì)節(jié)做出改進(jìn)，選取長度為8m的電源線給信號發(fā)生器供電，并將信號發(fā)生器置于在EMI接收天線后側(cè)，從而避免信號發(fā)生器對輻射噪聲的影響；對信號發(fā)生器引出的BNC接頭連接至EMR端口采用屏蔽措施。

Boost變換器和EMR輻射EMI對比如圖18所示，30～200MHz時EMR曲線部分頻點峰值略有不同，但整體趨勢與Boost變換器輻射曲線基本吻合；200～300MHz與預(yù)測曲線同Boost變換器輻射場強(qiáng)的幅值變化趨勢基本相同，從而證明了容性參數(shù)等效方法的有效性，也提供了一種預(yù)測功率變換器輻射場強(qiáng)的簡易方法。

圖18 改進(jìn)后輻射EMI對比

5 電磁噪聲抑制

5.1 基于S參數(shù)的電磁噪聲抑制評估

采用Agilent87511A的VNA，通過測試散射參數(shù)21對變換器輸入線纜的電磁輻射進(jìn)行評估，測試結(jié)果如圖19所示。在套接磁環(huán)時，多數(shù)頻段范圍內(nèi)的21值較初始測量時明顯減小，高頻時最多可降低約5dB左右，原因是線纜套接磁環(huán)時改變了端口的散射參數(shù)，降低了電磁能量對外界傳播的能力。在缺少電波暗室的實驗條件下，對不同種類磁環(huán)噪聲性能可采用測量磁環(huán)散射參數(shù)方法做出評估。

圖19 輻射頻段S參數(shù)

對于功率變換器輸入輸出線纜而言，由于卡扣型安裝方便，該類鎳鋅鐵氧體磁環(huán)被廣泛采用。在厚度不變的條件下，自阻抗與結(jié)構(gòu)參數(shù)關(guān)系如圖20所示，即自阻抗與磁環(huán)長度呈正相關(guān)、與內(nèi)徑呈負(fù)相關(guān)，由此選擇與電源線纜較為貼合，且盡可能多包裹線纜部分的磁環(huán)為優(yōu)選方式。圖20中，為磁環(huán)自阻抗。

圖20 磁環(huán)自阻抗與結(jié)構(gòu)參數(shù)的關(guān)系

5.2 電磁輻射抑制

在江蘇省計量科學(xué)研究院美國ETS-Lindgren公司的10m法標(biāo)準(zhǔn)電波暗室中，將Boost變換器置于轉(zhuǎn)臺之上，輻射測試環(huán)境如圖21所示，輻射測試環(huán)境如圖22所示。調(diào)節(jié)輸入、輸出電壓為8V、9V，依據(jù)標(biāo)準(zhǔn)限值GB 9254-2008 Class B[25]，對工況下Boost變換器產(chǎn)生的輻射噪聲進(jìn)行測試，所測結(jié)果如圖22抑制前曲線所示，在41.7MHz、168.8MHz頻點處分別為30.9dBmV·m-1、30.1dBmV·m-1，均超過標(biāo)準(zhǔn)限值。由此對輸入線纜上加載鐵氧體磁環(huán)，研究磁環(huán)規(guī)格、位置及數(shù)量對功率變換器輻射EMI的影響。

圖21 輻射測試環(huán)境

5.2.1 磁環(huán)規(guī)格對電磁輻射的影響

根據(jù)鐵氧體磁環(huán)的特性，不同規(guī)格的鐵氧體磁環(huán)套接輸入線纜中對散射矩陣的改變程度不同，在變換器輸入線纜上的距輸入端口0.1m處，套接不同型號的鐵氧體磁環(huán)進(jìn)行測試，具體磁環(huán)規(guī)格見表4。

表4 磁環(huán)規(guī)格

Tab.4 Magnetic ring specifications

圖22中，30～300MHz范圍對超標(biāo)頻點抑制效果良好，輻射噪聲顯著降低，所處頻段均符合GB 9254 Class B標(biāo)準(zhǔn)且具有一定的安全裕度。進(jìn)一步地，對噪聲峰值衰減量與磁環(huán)規(guī)格的研究見表5，表5中，1～4號磁環(huán)在41.7MHz處輻射場強(qiáng)衰減量分別從3.6～7.8dBmV·m-1遞增，168.8MHz處衰減量從2.3～4.8dBmV·m-1遞增，由此可知，輻射衰減量與磁環(huán)外徑及長度呈正相關(guān)，適當(dāng)提高磁環(huán)長度和外徑可增加輻射抑制效果。

表5 輻射頻點峰值衰減

Tab.5 Peak attenuation of radiation frequency point

5.2.2 磁環(huán)位置對電磁輻射的影響

根據(jù)磁環(huán)規(guī)格對輻射的抑制效果，選取抑制效果最佳的4號磁環(huán)，通過改變鐵氧體磁環(huán)接入輸入線纜的位置來比較位置因素的影響。磁環(huán)位置分別設(shè)置距變換器輸入端0.1m、0.3m、0.6m、0.9m、1.2m，逐步靠近直流電源端，所測超標(biāo)頻點的輻射場強(qiáng)幾乎沒有變化或略微增大，但會造成部分中低頻段的輻射噪聲的急劇惡化，磁環(huán)在不同位置的抑制效果如圖23所示，從而推薦距變換器輸入端加裝磁環(huán)，證明了其對噪聲源頭采取抑制措施效果最優(yōu)。

圖23 磁環(huán)在不同位置的抑制效果

5.2.3 磁環(huán)數(shù)量對電磁輻射的影響

選取4號磁環(huán)，探究鐵氧體磁環(huán)接入變換器輸入線纜的數(shù)量來比較數(shù)量因素對輻射抑制的影響。在變換器輸入線纜依次間隔相等的距離將磁環(huán)數(shù)量從1個增至4個，磁環(huán)數(shù)量對抑制效果的對比如圖24所示。發(fā)現(xiàn)增大數(shù)量對輻射場強(qiáng)的抑制效果逐漸增大，但輻射衰減量的增長率在逐漸減小，因此在輻射超標(biāo)時應(yīng)兼顧抑制效果和經(jīng)濟(jì)性，適當(dāng)增加磁環(huán)數(shù)量。

圖24 磁環(huán)數(shù)量對抑制效果的對比

6 結(jié)論

本文以Boost變換器為研究對象，基于“電容參數(shù)”等效原則，采用數(shù)值計算方法對PCS展開系統(tǒng)的研究，得到如下結(jié)論：

1）探索到PCS遠(yuǎn)場輻射主要來源于CM噪聲電流，DM電流在遠(yuǎn)場區(qū)域引起的輻射相互抵消，可忽略不計。由此對輻射模型進(jìn)行簡化，得到等效輻射預(yù)測模型（EMR）。

2）利用FEM提取PCS和EMR的“電容參數(shù)”，基于“電容等效”原則，對EMR進(jìn)行迭代優(yōu)化設(shè)計，利用EMR可通過仿真或?qū)嶒烆A(yù)測PCS輻射特性，為研究PCS輻射特性提供了便捷的途徑。

3）對PCS和EMR的輻射特性測試比較，二者輻射場強(qiáng)較為吻合，證明了本文方法的有效性和正確性。

4）以“散射參數(shù)”為基準(zhǔn)，研究發(fā)現(xiàn)，磁環(huán)套裝于線纜之上可有效地降低PCS的輻射場強(qiáng)。根據(jù)PCS測試和相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)比對，本文給出了選擇磁環(huán)的方法，為產(chǎn)品降低輻射提供了“量化”的準(zhǔn)則。

[1] Paul C R. 電磁兼容導(dǎo)論[M]. 聞映紅, 譯. 北京: 人民郵電出版社, 2007.

[2] Paul C R. Analysis of multi-conductor transmission lines 2ndedition[M]. New York: Wiley, 2013.

[3] 和軍平, 紀(jì)科健, 付琦, 等. 開關(guān)電源遠(yuǎn)場共模電磁輻射模型及其特性研究[J]. 電工電能新技術(shù), 2012, 31(3): 25-30.

He Junping, Ji Kejian, Fu Qi, et al. Common mode far field radiation model and its characteristics of a flyback power supply[J]. Advanced Technology of Electrical Engineering and Energy, 2012, 31(3): 25-30.

[4] 公延飛, 郝建紅, 蔣璐行, 等. 基于Bethe小孔耦合理論和鏡像原理的雙腔體電磁泄漏的解析模型[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2018, 33(9): 2139-2147.

Gong Yanfei, Hao Jianhong, Jiang Luxing, et al. An analytical model for electromagnetics leakage from double cascaded enclosures based on Bethe's small aperture coupling theory and mirror procedure[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(9): 2139-2147.

[5] Shim H W, Hubing T H. A closed-form expression for estimating radiated emissions from the power planes in a populated printed circuit board[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2006, 48(1): 74-81.

[6] Su C, Hubing T H. Calculating radiated emissions due to I/O line coupling on printed circuit boards using the imbalance difference method[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2012, 54(1): 212-217.

[7] Schneider D, Beltle M, Siegel M, et al. Radiated emissions of an electric drive system estimated on a bench using disturbance currents and transfer functions[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2015, 57(3): 311-321.

[8] 李建軒, 趙治華, 張向明, 等. 電磁發(fā)射系統(tǒng)逆變裝置的高頻干擾電流測量[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2018, 33(24): 5805-5810.

Li Jianxuan, Zhao Zhihua, Zhang Xiangming, et al. Measurement technology of high frequency inter- ference current of the electric energy conversion device in the electromagnetic launch system[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(24): 5805-5810.

[9] 高欣欣, 王世山, 婁千層, 等. 基于“一致性”原則的“場-多導(dǎo)體”傳輸線輻射敏感度測試的等效理論及實現(xiàn)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2018, 33(7): 1588- 1598.

Gao Xinxin, Wang Shishan, Lou Qianceng, et al. Equivalent theory and its realization of the radiated immunity test with incident field excitation coupling to multi-conductor transmission lines based on the consistency[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2018, 33(7): 1588-1598.

[10] 賈晉, 賴志達(dá), 王瑞妙, 等. 共模電流掃描法在汽車電子部件電磁輻射預(yù)測中的研究與應(yīng)用[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2018, 33(8): 1674-1684.

Jia Jin, Lai Zhida, Wang Ruimiao, et al. Research and application on common-mode current scan methods to predict radiated emissions of automative com- ponents[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(8): 1674-1684.

[11] 顏偉, 趙陽, 王恩榮, 等. 復(fù)雜電子系統(tǒng)輻射EMI噪聲機(jī)理分析與抑制[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2013, 33(15): 173-180.

Yan Wei, Zhao Yang, Wang Enrong, et al. Noise mechanism analysis and suppression for radiated electromagnetic interference noise[J]. Proceedings of the CSEE, 2013, 33(15): 173-180.

[12] 顏偉, 趙陽, 王恩榮, 等. 射頻識別系統(tǒng)電磁輻射干擾特征快速分析與抑制[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報, 2012, 32(9): 161-166.

Yan Wei, Zhao Yang, Wang Enrong, et al. Analysis and suppression on radiated EMI noise for radio frequency identification systems[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(9): 161-166.

[13] Shinde S, Masuda K, Shen G, et al. Radiated EMI estimation from DC-DC converters with attached cables based on terminal equivalent circuit mode- ling[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Com- patibility, 2017, 60(6): 1769-1776.

[14] Shim H W, Hubing T H. Model for estimating radiated emissions from a printed circuit board with attached cables due to voltage-driven sources[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2005, 47(4): 899-907.

[15] Chen Henglin, Wang Tao, Feng Limin, et al. Deter- mining far-field EMI from near-field coupling of a power converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(10): 5257-5264.

[16] Laour M, Tahmi R, Vollaire C. Modeling and analysis of conducted and radiated emissions due to common mode current of a Buck converter[J]. IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, 2017, 59(4): 1260-1267.

[17] 張曉光, 和軍平, 孫力, 等. Flyback開關(guān)電源近場磁輻射預(yù)測與抑制[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報, 2010, 14(10): 21-25.

Zhang Xiaoguang, He Junpin, Sun Li, et al. Magnetic near field predication and suppression of a Flyback SMPS[J]. Electric Machines and Control, 2010, 14(10): 21-25.

[18] 劉顏, 董光冬, 張方華. 反激變換器共模噪聲的抑制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2019, 34(22): 4795-4803.

Liu Yan, Dong Guangdong, Zhang Fanghua. Redu- cing common mode noise in flyback converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(22): 4795-4803.

[19] 汪泉弟, 安宗裕, 鄭亞利, 等. 電動汽車開關(guān)電源電磁兼容優(yōu)化設(shè)計方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2014, 29(9): 225-231.

Wang Quandi, An Zongyu, Zheng Yali, et al. Electromagnetic radiation mechanism and noise suppression method for hybrid electric bus[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2014, 29(9): 225-231.

[20] 干喆淵, 王延海, 張建功, 等. 應(yīng)用磁環(huán)抑制輸電線路短波頻段無源干擾[J]. 高電壓技術(shù), 2017, 43(5): 1722-1728.

Gan Zheyuan, Wang Yanhai, Zhang Jiangong, et al. Suppression of HF passive interference in trans- mission lines by using magnetic tube[J]. High Voltage Engineering, 2017, 43(5): 1722-1728.

[21] 邱日強(qiáng), 朱峰, 高晨軒. 鐵氧體磁環(huán)對場線耦合感應(yīng)電流的抑制效果[J]. 高電壓技術(shù), 2018, 44(8): 2732-2737.

Qiu Riqiang, Zhu Feng, Gao Chenxuan. Suppressing effect of ferrite magnetic rings on induced current of field-to-line coupling[J]. High Voltage Engineering, 2018, 44(8): 2732-2737.

[22] 關(guān)永剛, 郭珮琪, 陳維江, 等. 鐵氧體磁環(huán)抑制252kV GIS中VFTO的試驗研究[J]. 高電壓技術(shù), 2014, 40(7): 1977-1985.

Guan Yonggang, Guo Peiqi, Chen Weijiang, et al. Test study on suppressing VFTO in 252kV GIS by ferrite magnetic rings[J]. High Voltage Engineering, 2014, 40(7): 1977-1985.

[23] GJB 151A-97 軍用設(shè)備和分系統(tǒng)電磁發(fā)射和敏感度要求[S]. 北京: 中國人民解放軍總裝備部, 2013.

[24] GJB 152A-97 軍用設(shè)備和分系統(tǒng)電磁發(fā)射和敏感度要求[S]. 北京: 中國人民解放軍總裝備部, 2013.

[25] GB 9254-2008 信息技術(shù)設(shè)備的無線電騷擾限值和測量方法[S]. 北京: 中華人民共和國國家質(zhì)量監(jiān)督檢驗檢疫總局, 2009.

Method of Electromagnetic Radiation Prediction and Suppression Based on Capacitance Parameter Equivalence in Power Converter System

11112

（1. College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China 2. College of Electrical and Automation Engineering Nanjing Normal University Nanjing 210042 China）

Electromagnetic radiation interferes with electrical and electronic equipment in the form of electromagnetic wave in space, which is one of the key issues in research area of EMC. In view of the complexity of far-field radiation of power converter system (PCS), this paper takes the common-mode (CM) current as the main noise source, and transmits through parasitic capacitance between input cables and ground, thus CM current path model (CCP) is established. Moreover, CCP is formed as equivalent prediction model of radiation (EMR) by appropriate simplification. The parasitic capacitance of EMR and PCS is extracted by finite element method (FEM), and then geometric parameter of EMR is obtained by iterative design. The EMR is fed by signal generator to simulate radiation emission of PCS. Furthermore, PCS and EMR are tested in the anechoic chamber, and the radiation emission of two models is in good agreement, thereby verifying the feasibility of the method. At last, the scattering parameters are used to evaluate the effect of electromagnetic noise suppression. On this basis, the ferrite magnetic ring is selected to change scattering parameter matrix, and electromagnetic radiation can be suppressed. The recommended installation of magnetic ring is given that makes converter pass the GB 9254 ClassB test standard.

Power converter, radiated noise, common-mode current, finite element method (FEM), parasitic parameter

TM937

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.191699

江蘇省自然科學(xué)基金（BK20171414）、南京航空航天大學(xué)研究生創(chuàng)新基地（實驗室）開放基金（kfjj20180303）和中央高校基本科研業(yè)務(wù)費專項資金資助項目。

2019-12-06

2020-02-15

張開顏 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為電力電子系統(tǒng)的電磁兼容。E-mail: zhangkaiyan@nuaa.edu.cn

王世山 男，1967年生，博士，副教授，研究方向為電力電子系統(tǒng)的電磁兼容。E-mail: wangshishan@nuaa.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）