應(yīng)用于戶用儲能系統(tǒng)的電池功率自適應(yīng)下垂控制*

石 俊，彭 輝，蔡苗苗，吳華杰

(九江學(xué)院電子工程學(xué)院，江西 九江332005)

近年來，隨著各種新能源發(fā)電技術(shù)的不斷進(jìn)步，發(fā)電方式得到了極大的豐富，比如光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電、熱能發(fā)電等[1-3]。 但是發(fā)電技術(shù)的發(fā)展并沒有解決電力系統(tǒng)中普遍存在的電能供給不平衡的問題，從而造成能量浪費(fèi)[4]。 與此同時(shí)，隨著電動汽車技術(shù)的不斷發(fā)展，電池技術(shù)從成本、性能到安全性都有了進(jìn)一步的改善[5]。 為此在電力系統(tǒng)中推廣儲能應(yīng)用成為研究的熱點(diǎn)[6-9]。

本文以戶用儲能系統(tǒng)為研究對象，其系統(tǒng)框圖如圖1 所示，光伏面板和儲能電池經(jīng)過各自的DC/DC變換器并聯(lián)到公共直流母線，再通過DC/AC 變換器(逆變器)實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)。 相較于傳統(tǒng)的戶用光伏發(fā)電系統(tǒng)，由于儲能電池的參與，儲能系統(tǒng)更有利于實(shí)現(xiàn)能量管理，更好地參與電網(wǎng)調(diào)度。

圖1 戶用儲能系統(tǒng)框圖

為了實(shí)現(xiàn)多直流源并聯(lián)，本文采用了下垂控制[10-12]。 這是一種在并聯(lián)系統(tǒng)中得到廣泛應(yīng)用的控制方法。 文獻(xiàn)[10]提出了一種通過檢測并聯(lián)系統(tǒng)逆變器輸出無功功率、瞬時(shí)調(diào)節(jié)逆變器自身輸出阻抗的方法的改進(jìn)策略。 文獻(xiàn)[11]針對直流微電網(wǎng)系統(tǒng)提出了一種可以自動調(diào)節(jié)下垂系數(shù)的控制策略。 文獻(xiàn)[12]提出了根據(jù)逆變器輸出情況對低通濾波器時(shí)間常數(shù)進(jìn)行自適應(yīng)變換器的自適應(yīng)下垂控制。

本文所搭建的系統(tǒng)由逆變器控制直流母線電壓，儲能電池DC/DC 變換器內(nèi)置的下垂控制器根據(jù)母線電壓控制電池功率。 實(shí)際應(yīng)用中發(fā)現(xiàn)，由于逆變器與DC/DC 變換器的電壓采樣是獨(dú)立的，兩者之間存在偏差。 該電壓偏差會導(dǎo)致功率控制存在偏差，為此本文以提高功率控制精度為出發(fā)點(diǎn)，提出了基于電壓補(bǔ)償或功率補(bǔ)償?shù)碾姵毓β首赃m應(yīng)下垂控制，并給出了具體的實(shí)施方法。

1 下垂控制器設(shè)計(jì)

本文選用交錯(cuò)式雙向Boost 變換器，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2 所示。 電池端采用3 個(gè)電池模塊串聯(lián)，單個(gè)模塊采用16 個(gè)單體串聯(lián)而成。 電池額定容量為64 Ah，工作電壓范圍為156 V～192 V，設(shè)計(jì)最大充放電功率為5 kW。 變換器輸出電壓范圍為320 V～430 V。 Cbat為電池側(cè)濾波電容，La、Qa1、Qa2、Ca分別為A 路Boost變換器的輸入濾波電感、開關(guān)橋臂上管、開關(guān)橋臂下管和輸出吸收電容，Lb、Qb1、Qb2、Cb分別為B 路Boost變換器的輸入濾波電感、開關(guān)橋臂上管、開關(guān)橋臂下管和輸出吸收電容，Cbus為輸出側(cè)亦即母線側(cè)濾波電容。 Rsense為母線電流采樣電阻。

圖2 雙向DC/DC 變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

變換器控制采用雙環(huán)結(jié)構(gòu)，其控制框圖如圖3 所示。 電流內(nèi)環(huán)控制輸入電感電流，Go1(s)為電流內(nèi)環(huán)開關(guān)傳遞函數(shù)，Gi＿L為電感電流采樣系數(shù)。 電壓外環(huán)控制母線側(cè)功率，Go2(s)為電流變換系數(shù)，Go3(s)為負(fù)載變換系數(shù)，Gi＿bus為母線電流采樣系數(shù)，Gv＿bus為母線電流采樣系數(shù)。 根據(jù)采樣的母線電壓得到下垂控制器的給定電壓Vref，進(jìn)而根據(jù)下垂曲線得到功率外環(huán)的給定功率Pref。

圖3 變換器控制框圖

本文采用的下垂控制曲線如圖4 所示，橫坐標(biāo)為母線電壓Vbus，縱坐標(biāo)為電池功率Pbat。 圖中(V1，V3)構(gòu)成了電池放電區(qū)間，V1為最小母線電壓，V2為最大放電功率(-Pdischarge＿pk)時(shí)對應(yīng)的轉(zhuǎn)折電壓。[V3，V4]構(gòu)成了電壓死區(qū)，在死區(qū)范圍內(nèi)，電池處于既不充電也不放電狀態(tài)。 (V4，V6)構(gòu)成了電池的充電區(qū)間，V5為最大充電功率(Pcharge＿pk)時(shí)對應(yīng)的轉(zhuǎn)折電壓，V6為最大母線電壓。

充電下垂系數(shù)Kcharge可以表示為:

設(shè)計(jì)最大充電功率和最大放電功率均為5 kW，死區(qū)電壓范圍為[370 V，380 V]。 設(shè)計(jì)充電下垂系數(shù)Kcharge為125 W/V，放電下垂系數(shù)Kdischarge為125 W/V。

圖4 下垂控制曲線

2 功率控制精度改善策略

所設(shè)計(jì)的如圖1 所示的戶用儲能系統(tǒng)，由于電池用的雙向DC/DC 變換器采用了下垂控制，逆變器通過控制母線電壓來調(diào)節(jié)電池的充放電功率，系統(tǒng)的能量管理也就變得簡單有效。 但是由于逆變器與雙向DC/DC 變換器的電壓采樣存在偏差，導(dǎo)致了電池功率控制存在偏差，并且該偏差會隨著下垂系數(shù)的變大而變大。

功率控制最大偏差ΔPpk可以表示為:

式中:ε 為電壓采樣偏差。

本系統(tǒng)中，考慮1%的電壓采樣偏差，下垂系數(shù)為125 W/V 的，計(jì)算得到功率控制最大偏差為525 W。

為了減小功率控制偏差，改善功率控制精度，本文提出了兩種自適應(yīng)控制策略，分別為基于電壓補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)策略I 和基于功率補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)策略II。

策略I 采用了電壓補(bǔ)償，其控制框圖如圖5 所示。 在原有的控制系統(tǒng)中，增加了虛線框所示的電壓補(bǔ)償環(huán)節(jié)。 其中Vref＿cmd是Host 通過通信方式發(fā)送的電壓給定命令，本系統(tǒng)中Host 即為逆變器。Vref＿comp為電壓補(bǔ)償環(huán)節(jié)輸出的給定電壓補(bǔ)償量。 實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)，電壓補(bǔ)償環(huán)節(jié)只是在雙向DC/DC 變換器正常工作前，增加一個(gè)電壓偏差自動校準(zhǔn)過程。 逆變器每隔100 ms 向DC/DC 變換器發(fā)送一次母線電壓平均值，DC/DC 變換器再計(jì)算得到實(shí)時(shí)電壓偏差，連續(xù)發(fā)送1 min。 發(fā)送完成后，輸出電壓偏差平均值并計(jì)算得到電壓誤差校正系數(shù)。 之后根據(jù)當(dāng)前母線電壓Vbus結(jié)合電壓誤差校正系數(shù)計(jì)算補(bǔ)償電壓作為Vref＿comp，該偏差的補(bǔ)償值直接輸入到下垂控制器調(diào)整功率控制偏差。

圖5 基于電壓偏差自動校準(zhǔn)的控制框圖

功率控制最大偏差ΔP′pk可以表示為:

式中:ε′為校準(zhǔn)后的電壓采樣偏差。 根據(jù)實(shí)測結(jié)果，該偏差可以從1%降低到0.05%。

策略II 采用了功率補(bǔ)償，其控制框圖如圖6 所示。 在原有的控制系統(tǒng)中，增加了虛線框所示的功率補(bǔ)償環(huán)節(jié)。 其中Vref＿cmd是Host 通過通信方式發(fā)送的電壓給定命令，本系統(tǒng)中Host 即為逆變器。 Pcomp為功率補(bǔ)償環(huán)節(jié)輸出的功率補(bǔ)償量。 實(shí)際實(shí)現(xiàn)時(shí)，逆變器每隔100 ms 向DC/DC 變換器發(fā)送一次母線電壓平均值，Vref與Vref＿cmd的偏差經(jīng)過PI 環(huán)節(jié)輸出功率補(bǔ)償值，再經(jīng)過限幅環(huán)節(jié)處理，參與到實(shí)時(shí)功率控制中，由于閉環(huán)環(huán)節(jié)的參與，功率控制偏差得以實(shí)時(shí)調(diào)整，達(dá)到改善功率控制精度的目的。

功率控制最大偏差ΔP″pk可以表示為:

式中:Perror為功率補(bǔ)償環(huán)的調(diào)節(jié)誤差。

圖6 基于功率補(bǔ)償?shù)目刂瓶驁D

3 實(shí)驗(yàn)與分析

本文設(shè)計(jì)了一臺5 kW 樣機(jī)，樣機(jī)低壓側(cè)電壓范圍為156 V～192 V，高壓側(cè)電壓范圍為320 V～430V。 開關(guān)頻率設(shè)計(jì)為130 kHz，輸入電感設(shè)計(jì)為148 μH。 開關(guān)管選用IPW65R019C7(650 V，75 A)。 高壓側(cè)吸收電容選用薄膜電容，容值為1 nF。 變換器滿載放電波形如圖7(a)所示，圖中，iLa為A 路電感電流，iLb為B 路電感電流，ibat為電池側(cè)電流；滿載工作時(shí)電池側(cè)電流紋波為14.8%。 滿載充電波形如圖7(b)所示，滿載工作時(shí)電池側(cè)電流紋波為19.6%。 圖7(c)為變換器放電到充電切換波形，圖中ibus為DC/DC 變換器母線側(cè)電流，igrid為電網(wǎng)電流，調(diào)節(jié)時(shí)間約為2.4s。 圖7(d)為變換器充電到放電切換波形，調(diào)節(jié)時(shí)間約為4.5 s。

三種控制效果的對比結(jié)果如圖8 所示。 原始策略如圖中圓圈(●)標(biāo)識線所示，功率控制偏差在[-441 W，-350 W]之間。 自適應(yīng)策略I 如圖中三角(▲)標(biāo)識線所示，其功率控制偏差在[0，100 W]之間，這主要是因?yàn)閱吸c(diǎn)不帶載工況下的電壓校準(zhǔn)系數(shù)無法實(shí)現(xiàn)全范圍內(nèi)電壓的準(zhǔn)確校準(zhǔn)。 自適應(yīng)策略I 中電壓校準(zhǔn)后依然存在靜態(tài)誤差，從而導(dǎo)致功率控制偏差也存在偏置，而且功率偏差隨著直流母線電壓的升高而略微升高。 相比于原始策略，其功率控制偏差從最大的8.82% 降低到了最大的1.06%，改善效果明顯。

自適應(yīng)策略II 如圖中菱形(◆)標(biāo)識線所示，其控制偏差在[-20 W，20 W]之間，這主要是功率補(bǔ)償環(huán)的調(diào)整誤差。 相比于原始策略，其功率控制偏差從最大的8.82%降低到了最大的0.4%，改善效果顯著。 相比于策略I，由于閉環(huán)控制的引入使得功率控制偏差的偏置量得以消除，但同時(shí)動態(tài)響應(yīng)相對要較慢些。

圖7 工作波形

圖8 控制精度對比圖

4 總結(jié)

本文以戶用儲能系統(tǒng)為研究對象，提出了兩種提高電池功率控制精度的自適應(yīng)下垂控制策略，給出了具體實(shí)現(xiàn)方式并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)對比分析。 本文研究發(fā)現(xiàn)，基于電壓補(bǔ)償和功率補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)下垂控制策略都能明顯降低功率控制偏差。 功率補(bǔ)償?shù)撵o態(tài)誤差更小，卻也存在動態(tài)特性不如電壓補(bǔ)償?shù)牧觿荨?因此實(shí)際應(yīng)用時(shí)，應(yīng)根據(jù)控制精度和動態(tài)響應(yīng)要求綜合考慮后選擇。 在實(shí)際下垂控制系統(tǒng)中，由于電壓采樣偏差的普遍性和不可忽略性，本文所提出的基于電壓補(bǔ)償和功率補(bǔ)償?shù)淖赃m應(yīng)控制策略具有較大的實(shí)用價(jià)值。 本文雖以單電池系統(tǒng)為驗(yàn)證對象，但是所提出的控制策略可以推廣到多電池系統(tǒng)中，改善并聯(lián)均流效果。