趙 斌，曹旭東，黃 華，王志博

（1.中原油田分公司石油工程技術(shù)研究院，河南濮陽 457000；2.中國石油大學(xué)（北京）信息科學(xué)與工程學(xué)院，北京 102249）

過套管地層電阻率測(cè)井儀系統(tǒng)通過測(cè)量套管外地層的電阻率能夠快速判斷油層的動(dòng)用程度，評(píng)價(jià)油層水淹程度，是分析確定剩余油分布的卓有成效的技術(shù)方法[1-2]。

測(cè)井過程中儀器的主要工作內(nèi)容包括過套管電阻率測(cè)井工作、自然伽馬數(shù)據(jù)的采集和回傳、儀器狀態(tài)反饋和儀器工作環(huán)境信息的采集回傳等。

1 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)

研制的過套管電阻率測(cè)井儀器通信系統(tǒng)由DSP處理器、曼碼信號(hào)濾波及調(diào)制電路單元、耦合變壓器3 部分組成[3]。

通過7 芯電纜接收井下上傳數(shù)據(jù)，通過變壓器藕合方式將傳輸數(shù)據(jù)進(jìn)行分離，通信線上的直流信號(hào)與曼碼信號(hào)被分成兩路，曼碼信號(hào)通過硬件電路濾波調(diào)制，然后送到DSP 處理器進(jìn)行編碼解析，實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)通信功能。

系統(tǒng)選用TI 公司最新推出的TMS320F28335芯片，其時(shí)鐘頻率能達(dá)到150 MHz，同時(shí)兼?zhèn)鋽?shù)字信號(hào)處理能力、事件管理能力和嵌入式控制功能。

系統(tǒng)設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)圖如圖1 所示。由DSP 芯片構(gòu)成主控電路，用于執(zhí)行通訊協(xié)議,接收總線上的曼碼數(shù)據(jù),按照其特定的格式發(fā)送曼徹斯特II 型編碼數(shù)據(jù),從而實(shí)現(xiàn)總線和終端的連接及控制測(cè)井儀器通訊系統(tǒng)的地面系統(tǒng)。其中,曼徹斯特碼編解碼器采用DSP 片上定時(shí)模塊以及邊沿捕捉模塊實(shí)現(xiàn),用于完成數(shù)據(jù)的發(fā)送和接收、曼碼的調(diào)制與解調(diào)、數(shù)據(jù)的串并和并串轉(zhuǎn)換、同步頭的產(chǎn)生與檢測(cè)、地址識(shí)別以及錯(cuò)誤檢測(cè)等功能。

圖1 系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案

調(diào)制解調(diào)模塊由濾波整形電路以及發(fā)送調(diào)制電路構(gòu)成。在曼碼接收過程中，總線上傳輸?shù)牟罘致a通過電壓耦合后送到濾波電路，去除掉干擾尖峰脈沖之后再輸入到ADM485 芯片的總線引腳上完成信號(hào)電壓的比較，電壓比較器輸出幅度為5 V 和0 V 的單極性的曼徹斯特編碼信號(hào)，直接送到DSP 的邊沿捕捉引腳上進(jìn)行解碼[4]。在曼碼發(fā)送過程中，發(fā)送調(diào)制電路從DSP 同時(shí)接收兩種編碼信號(hào)，兩信號(hào)構(gòu)成差分的曼徹斯特串碼，其差分信號(hào)引入到功率場(chǎng)效應(yīng)管的柵極來控制通訊變壓器的編碼部分的中斷與導(dǎo)通，通過電壓器耦合，在總線上產(chǎn)生±12 V 差分曼徹斯特碼，傳輸?shù)骄聝x器。

2 基于DSP 處理器的曼徹斯特編解碼實(shí)現(xiàn)

2.1 基于MIL-STD-1553B編碼格式的Manchester及實(shí)現(xiàn)方案

基于MIL-STD-1553B 編碼格式的Manchester 碼其信息幀格式，每位占用時(shí)間10 μs，由20 位組成。其0～2 位為同步字頭，用于表示幀的類型，也標(biāo)識(shí)每一幀的開始。如果前一個(gè)半位為高電平，后一個(gè)半位為低電平時(shí)表示此幀為命令/狀態(tài)字，前一個(gè)半位為低電平，后一個(gè)半位為高電平時(shí)表示為數(shù)據(jù)字，解碼器也可利用同步字頭提取位同步信息[5-6]。3～18 位為待編碼數(shù)據(jù)位，第19 位為數(shù)據(jù)校驗(yàn)位，其作用是對(duì)3～18 位進(jìn)行數(shù)據(jù)校驗(yàn)。

在曼徹斯特編碼與解碼的過程中，有如下幾個(gè)模塊：編解碼時(shí)鐘CLK、數(shù)據(jù)移位寄存器Data、位計(jì)數(shù)寄存器Count、位分頻計(jì)數(shù)器Feq、奇偶檢驗(yàn)位P。CLK 為曼碼的編解碼時(shí)鐘，時(shí)鐘速率為其數(shù)據(jù)位傳輸速率的10 倍，由于DSP 系統(tǒng)時(shí)鐘為150 MHz，而曼徹斯特碼的編碼速率為100 kbit/s，所以可用定時(shí)器對(duì)DSP 系統(tǒng)時(shí)鐘進(jìn)行150 倍分頻得到。Data 為曼碼編碼及解碼的緩存寄存器，所要編碼的數(shù)據(jù)以及解碼得到的數(shù)據(jù)都暫存在其中。Count 為數(shù)據(jù)位計(jì)數(shù)器，按照MIL-STD-1553B 編碼格式，每個(gè)信息幀包含20 個(gè)數(shù)據(jù)位，在數(shù)據(jù)編碼及解碼過程中，利用它來指示有多少位數(shù)據(jù)尚未編碼及解碼。Feq 為位分頻計(jì)數(shù)器，對(duì)編解碼時(shí)鐘計(jì)數(shù)，計(jì)數(shù)區(qū)間為0～9，計(jì)數(shù)值為10 時(shí)，則溢出清零重新開始計(jì)數(shù)，可用前5 個(gè)計(jì)數(shù)周期表示數(shù)據(jù)位的前0.5 bit，后5 個(gè)計(jì)數(shù)周期表示數(shù)據(jù)位的后0.5 bit。奇偶檢驗(yàn)位：用于對(duì)輸入的16 位數(shù)據(jù)進(jìn)行奇校驗(yàn)，生成校驗(yàn)位。

2.1.1 基于DSP的曼碼編碼方案

曼徹斯特碼編碼的過程是指DSP 編碼模塊將DSP 程序模塊接收到的數(shù)據(jù)以曼徹斯特II 型編碼串行數(shù)據(jù)的格式，以100 kb/s 的速率發(fā)送到總線。編碼模塊有同步頭控制、同步數(shù)據(jù)編碼、奇偶位產(chǎn)生等功能[7]。

1）幀的同步頭編碼

根據(jù)總線協(xié)議，同步位的寬度為3 個(gè)數(shù)據(jù)位，如果信息幀為命令字，則前一個(gè)半位波形為正，后一個(gè)半位波形為負(fù)，如果信息幀為數(shù)據(jù)字，則與命令字波形相反，所以幀的同步頭占用3 位數(shù)據(jù)位，共30 個(gè)CLK 周期[8]。前15 個(gè)時(shí)鐘周期為1（或0），后15 個(gè)時(shí)鐘周期為0（或1），位計(jì)數(shù)器相對(duì)應(yīng)的值為0～2。

2）幀的數(shù)據(jù)位編碼

同步頭之后就是數(shù)據(jù)位編碼，每個(gè)數(shù)據(jù)碼元間隔的中點(diǎn)以數(shù)據(jù)‘1’和‘0’分別表示下降沿和上升沿。數(shù)據(jù)移位寄存器的最低位表示當(dāng)前待編碼數(shù)據(jù)位，在位計(jì)數(shù)寄存器遞增時(shí)右移一位。當(dāng)分頻計(jì)數(shù)器Feq 值為零時(shí)，位計(jì)數(shù)寄存器遞增，讀入數(shù)據(jù)移位寄存器的最低位值，輸出相應(yīng)的波形，當(dāng)分頻計(jì)數(shù)器Feq 遞增到5 時(shí)對(duì)輸出波形進(jìn)行跳變，以產(chǎn)生相對(duì)應(yīng)的跳變沿，分頻計(jì)數(shù)器Feq 遞增到10 完成一個(gè)數(shù)據(jù)位的編碼，進(jìn)入下一位編碼循環(huán)。位計(jì)數(shù)器相對(duì)應(yīng)的值為：3～18。

3）奇偶校驗(yàn)位編碼

信息幀的第19 位是奇偶校驗(yàn)位。在數(shù)據(jù)編碼完成后，奇偶校驗(yàn)位已經(jīng)根據(jù)移位寄存器的18 次移位數(shù)據(jù)計(jì)算出校驗(yàn)結(jié)果，根據(jù)校驗(yàn)結(jié)果輸出相應(yīng)的編碼信息[9-10]。

2.1.2 曼碼解碼實(shí)現(xiàn)方案

曼徹斯特碼解碼的過程是DSP 解碼模塊接收數(shù)據(jù)時(shí)，將接收的曼碼型串行數(shù)據(jù),實(shí)現(xiàn)同步頭檢出等，同時(shí)將處理后的數(shù)據(jù)送入DSP 程序模塊進(jìn)行分析。接收數(shù)據(jù)通過采樣判定完成，即首先檢測(cè)到電平極性的變化，再用計(jì)數(shù)器進(jìn)行計(jì)數(shù)，在同一極性的情況下，計(jì)數(shù)到一個(gè)設(shè)定的值時(shí)確定半位曼碼的極性，不同極性的曼碼組合形成完整的信息幀。

1）幀的同步頭的監(jiān)測(cè)

同步頭包括3 位數(shù)據(jù)位，前1.5 位與后1.5 位極性相反。在實(shí)際的波形監(jiān)測(cè)中得到以下6 種信息幀的同步頭，如圖2 所示。

圖2 曼切斯特編碼信息幀同步頭波形圖

圖中的①～③表示命令幀的3 種同步頭，④～⑥表示數(shù)據(jù)幀的3 種同步頭。在波形監(jiān)測(cè)中，如果對(duì)③和⑥同步頭不處理好，就會(huì)丟失信息，也有可能造成對(duì)信息幀類型判斷失誤[11]。

根據(jù)曼徹斯特碼的碼型特征可知，偵測(cè)同步頭的關(guān)鍵是如何識(shí)別曼徹斯特碼的前1.5 位和后1.5 反極性位?，F(xiàn)以圖2 的③為例，介紹問題的解決方法。

第一步，當(dāng)監(jiān)測(cè)到圖中的1、2、3 半位相同極性的曼碼以及4、5、6 半位反極性碼元時(shí)，初步判定它們?yōu)閹筋^的前1.5 位和后1.5 位，如果緊跟的兩個(gè)半位曼碼極性不同，則說明其后面緊隨的是數(shù)據(jù)碼，符合曼碼編碼協(xié)議，可以進(jìn)行數(shù)據(jù)碼的接收。但如果緊跟的兩個(gè)半位曼碼極性相同，那么就不符合曼碼編碼的規(guī)則了，如圖3 中的第7、8 半位，一些編碼芯片對(duì)其檢測(cè)產(chǎn)生錯(cuò)誤，造成數(shù)據(jù)丟失或數(shù)據(jù)錯(cuò)亂。在本設(shè)計(jì)中，遇到7、8 半位相同的情況時(shí)，丟棄初始判斷的前1.5 位，把第4、5、6 半位重新設(shè)置為前1.5 位同步頭[12]。

圖3 信息幀同步頭分解圖

第二步，在7、8 半位相同的情況下，繼續(xù)對(duì)第9半位進(jìn)行檢測(cè)。如果其極性位與7、8 極性不同，則停止此次判斷，重新開始幀同步頭的檢測(cè)。如果7、8、9 半位極性相同，則4、5、6、7、8、9 又組成了一個(gè)幀同步頭，回到了第一步開始情況。再次檢測(cè)10、11兩個(gè)半位的極性，如果極性相反的話進(jìn)入數(shù)據(jù)碼接收，如果相同的話繼續(xù)以第二步方法檢測(cè)。

第三步，在運(yùn)行完以上兩步之后，得到了信息幀的一個(gè)同步頭，其后緊跟的是數(shù)據(jù)碼。根據(jù)同步頭中前1.5 位與后1.5 位的極性，可以確定信息幀的類型。

2）信息幀數(shù)據(jù)位的接收

在同步頭檢測(cè)到之后，緊接的就是數(shù)據(jù)碼，任何兩位數(shù)據(jù)的組合結(jié)果只有4 種:00、01、10、11；從波形上看,它會(huì)出現(xiàn)4 種情況，如圖4 所示。

圖4 總線數(shù)據(jù)譯碼波形圖

由圖4 可以看出,此時(shí)只可能有兩種的波形寬度一個(gè)位和半個(gè)位寬度，由于編解碼時(shí)鐘CLK 是數(shù)據(jù)位編碼時(shí)鐘的10 倍，所以相應(yīng)分頻計(jì)數(shù)器Feq 的計(jì)數(shù)值的范圍是4～5 和8～9 之間。所以,只要得到的數(shù)據(jù)位計(jì)數(shù)值滿足以上兩個(gè)寬度范圍，則認(rèn)為數(shù)據(jù)格式正確，接收的數(shù)據(jù)有效。根據(jù)前一時(shí)鐘的碼元信息以及現(xiàn)時(shí)刻分頻計(jì)數(shù)器值，可得到即時(shí)所接收到的碼元極性，完成了數(shù)據(jù)同步接收[13]。

3）數(shù)據(jù)校驗(yàn)

對(duì)每一幀數(shù)據(jù)，在接收完16 位數(shù)據(jù)之后，最后一位為奇偶校驗(yàn)值，如果數(shù)據(jù)接收過程沒有出現(xiàn)差錯(cuò)，則數(shù)據(jù)的奇偶校驗(yàn)值與接收到的值相對(duì)應(yīng)[14]。

在數(shù)據(jù)傳輸?shù)倪^程中，可通過循環(huán)冗余校驗(yàn)算法，對(duì)串行數(shù)據(jù)進(jìn)行差錯(cuò)檢驗(yàn)，確保數(shù)據(jù)傳輸?shù)目煽啃?。其主要有兩種校驗(yàn)方法，按位計(jì)算法和查表法。按位計(jì)算CRC 雖然代碼簡單，但占用處理器資源。而使用查表法，可生成16 位CRC 校驗(yàn)碼表，數(shù)據(jù)運(yùn)算量小、速度快。

該設(shè)計(jì)在DSP 芯片具有足夠的內(nèi)存空間情況下，采用查表法來實(shí)現(xiàn)循環(huán)冗余碼校驗(yàn)，以優(yōu)化微處理芯片資源配置[15]。以下兩組數(shù)據(jù)就是數(shù)據(jù)校驗(yàn)完的結(jié)果，前12 個(gè)字節(jié)是數(shù)據(jù)，后面緊跟的2 個(gè)字節(jié)為校驗(yàn)碼：0xAA 0xFE 0x03 0x55 0x40 0x00 0xE9 0x01 0x00 0x33 0x5A 0xA0 0x15 0x25；0xAA 0xFE 0x03 0x56 0x80 0x00 0x0F 0x02 0x00 0x39 0x0A 0x50 0x6A 0xCD。

2.2 曼徹斯特編解碼調(diào)理電路

曼碼編碼實(shí)現(xiàn)采用軟硬件結(jié)合方式，DSP 通過對(duì)AD847兩個(gè)輸入端邏輯電平的控制，實(shí)現(xiàn)對(duì)信號(hào)的編碼。曼碼信號(hào)經(jīng)AD847 幅度放大[16]，TD823 功率放大后發(fā)送到電纜上。其具體實(shí)現(xiàn)電路如圖5所示。

圖5 曼碼編碼電路

曼碼解碼實(shí)現(xiàn)也同樣采用軟硬件方式，電纜上的曼碼信號(hào)經(jīng)一階微分電路，再經(jīng)放大電路幅度放大，最后經(jīng)LM193 比較電路整形產(chǎn)生一系列脈寬不等的曼碼脈沖信號(hào)。單片機(jī)捕捉脈沖信號(hào)后經(jīng)處理算法解碼出數(shù)據(jù)，實(shí)現(xiàn)對(duì)曼碼信號(hào)的解碼。具體實(shí)現(xiàn)電路如圖6 所示。

3 現(xiàn)場(chǎng)測(cè)試結(jié)果及分析

3.1 通訊系統(tǒng)正常運(yùn)作的條件

上位機(jī)控制軟件通過總線發(fā)送指令到上遙測(cè)板，其長度為2 個(gè)字。上遙測(cè)板轉(zhuǎn)發(fā)指令到電纜2、3芯上。

圖6 曼碼解碼電路

下遙測(cè)板感應(yīng)到指令信號(hào)，解碼指令，正確解析指令之后上傳數(shù)據(jù)幀到電纜2、3 芯上。上遙測(cè)板感應(yīng)到數(shù)據(jù)信號(hào)，正確解碼數(shù)據(jù)之后上傳到計(jì)算機(jī)。

根據(jù)曼碼波形分析，上遙測(cè)板通訊變壓器2 腳與3 腳相連，下遙測(cè)板通訊變壓器2 腳與3 腳斷開的情況下，上通訊變壓器的1 腳和4 腳的差分信號(hào)如圖7 所示。

圖7 井上遙測(cè)板通訊變壓器1與4腳指令感應(yīng)差分波形

通過上面的波形不難看出，利用曼碼編碼繞組來獲取到導(dǎo)線上的曼碼信號(hào)盡管波形衰減嚴(yán)重，可是畸變的情況基本能夠接納，通過下遙測(cè)板上通信變壓器接受繞組獲取的信號(hào)能夠順利解碼。這就說明：只要上下遙測(cè)板通訊變壓器2、3 腳相連接，則整個(gè)通訊握手協(xié)議實(shí)現(xiàn)，能夠完成整個(gè)采集周期數(shù)據(jù)傳輸。

3.2 通訊進(jìn)行中的編碼解碼測(cè)試

從DSP 的編碼信號(hào)開始，到發(fā)送端信號(hào)，再到電纜的兩端，最后接收端信號(hào)和輸入DSP 的解碼信號(hào)。數(shù)字編碼信號(hào)如圖8 所示，電纜一端2、3 芯接收曼碼差分信號(hào)測(cè)試如圖9 所示，經(jīng)過濾波調(diào)整后數(shù)字解碼輸入信號(hào)如圖10 所示。

圖8 數(shù)字編碼信號(hào)

由此看出，通訊系統(tǒng)的效果得以展現(xiàn)，Manchester 碼編碼解碼順利進(jìn)行，可以當(dāng)場(chǎng)順利地使用。

圖9 電纜一端23芯接收曼碼差分信號(hào)

圖10 數(shù)字解碼輸入信號(hào)

4 結(jié)論

基于DSP 的過套管曼徹斯特編碼通信系統(tǒng)曼徹斯特編碼以及解碼是通過軟件來完成的。編碼是通過GPIO 復(fù)用口輸出編碼控制信號(hào)，配合IRF7341 驅(qū)動(dòng)芯片和耦合變壓器實(shí)現(xiàn)的；而解碼是通過CAP 輸入信號(hào)，進(jìn)行邊沿捕捉和定時(shí)器中斷觸發(fā)的方式實(shí)現(xiàn)的。由于井下和地面間的長距離輸送，設(shè)計(jì)中通過變壓器耦合的方式，實(shí)現(xiàn)信號(hào)的差分傳輸功能，減輕了噪聲干擾及誤差，同時(shí)接收一方使用收發(fā)芯片ADM485，把該差分信號(hào)轉(zhuǎn)換為單路NRZ 信號(hào)，最后輸入GPIO 復(fù)用口。

通過實(shí)驗(yàn)檢驗(yàn)表明，該方案建立的通訊系統(tǒng)工作擁有良好的平穩(wěn)性，值得我們進(jìn)行更加深入的研究及應(yīng)用。