軸向磁通電機控制方法綜述

潘忠亮 趙慧超 暴杰 李帥

（1.中國第一汽車股份有限公司新能源開發(fā)院，長春130013；2.汽車振動噪聲與安全控制綜合技術國家重點實驗室，長春130013）

主題詞：軸向磁通 控制 數(shù)學模型 非數(shù)學模型 電機 電動汽車

縮略語

AFFSPM Axial Field Flux-Switching Permanent Magnet FOC Field Orient Control DTC Direct Torque Control MTPC Model Direct Torque Control MTPA Most Torque Per Ampere PID Proportional Integral Derivative CVC Complete Vehicle Control SVPWM Space Vector Pulse Width Modulation HEAFFSPM Hybrid Excited Axial Field

Flux-Switching Permanent Magnet CHBPWM Current Hysteresis Band Pulse Width Modulation ASR Automatic Speed Regulator

1 前言

AFFSPMM因高比功率和高轉矩密度的優(yōu)點[1-2]，目前已廣泛應用于家電、汽車和航天等領域。根據(jù)定轉子數(shù)量、定轉子相對位置和主磁路不同，可分為單定子單轉子結構、雙定子單轉子kaman結構、單定子雙轉子Torus-NN結構、單定子雙轉子Torus-NS結構和多盤式結構5類[3-4]。盡管AFFSPM電磁力作用方式不同于徑向磁通電機電磁力，但AFFSPM的數(shù)學模型和數(shù)學方程與徑向磁通電機相同[5-6]，所以AFFSPM與徑向磁通電機控制方法相近。根據(jù)電磁力作用方式的不同，本文將AFFSPM控制方法分為基于AFFSPM數(shù)學模型的控制方法和不基于AFFSPM數(shù)學模型的控制方法進行闡述。在基于AFFSPM數(shù)學模型中，應用轉子磁場定向矢量控制（Field Orient Control,FOC）方案、單位功率因數(shù)控制方案、模糊自適應PID控制方案和電機效率優(yōu)化控制方案達到相應的控制效果。在不依靠軸向磁通電機數(shù)學模型的控制方法中，介紹了AFFSPM的傳統(tǒng)控制方案、直接轉矩控制（Direct Torque Control，DTC）方案和模型預測轉矩控制（Model Direct Torque Control，MTPC）方案。

2 基于AFFSPM數(shù)學模型的控制方法

基于AFFSPM數(shù)學模型的控制方法即應用坐標變換實現(xiàn)FOC控制方法，達到定子電流轉矩分量和磁鏈分量的解耦控制，將交流電機轉化為直流電機控制，實現(xiàn)大轉矩、高轉速且高控制精度[7]。

2.1 FOC方案

圖1 混合勵磁軸向磁場磁通切換電機控制[8]

圖2 AFFSPM電感補償控制[7]

基于AFFSPM電機數(shù)學模型，文獻[8]，趙紀龍，林明耀，徐妲等將其工作區(qū)域分為低速區(qū)和高速區(qū)，進而分析AFFSPM在整個運行區(qū)域的運行特性[8]。圖1為混合勵磁軸向磁場磁通切換電機控制框圖，在電流區(qū)，保證d軸電流為0不變，將q軸電流賦值進行控制。在電壓區(qū)，以電壓幅值與直流母線電容電壓差值為依據(jù)，判斷進退弱磁的控制時刻，實現(xiàn)了弱磁控制。該弱磁控制策略可提高直流母線電壓利用率，增大電機轉速工作區(qū)間，相同轉速條件下輸出轉矩能力更強。在電流區(qū)采用最大轉矩電流比(Most Torque Per Ampere，MTPA)控制策略，并與d軸電流為0的控制方式進行比較。圖2為軸向磁通電機電感補償控制框圖。在電壓區(qū)，基于電感補償且保持q軸反電勢不變的弱磁控制方案，并與常規(guī)弱磁控制進行了對比。試驗結果表明，MTPA控制可以減小電機銅耗，提高了電機系統(tǒng)效率?；陔姼醒a償?shù)娜醮趴刂瓶稍龃箅姍C在電壓區(qū)工作的轉速范圍。不同負載工況下調節(jié)不同功率因數(shù)，驗證算法的有效性，提高了電機輸出性能[9]。

2.2 單位功率因數(shù)控制方案

為提高AFFSPM系統(tǒng)的有功功率，解決AFFSPM最大轉矩電流比（MTPA）控制功率因數(shù)低的問題，主要可從提高功率因數(shù)為目標[10]。圖3為AFFSPM功率因數(shù)控制框圖，在滿足軸向AFFSPM轉速和轉矩要求的前提下，采用單位功率因數(shù)（cos=1）控制方案，將目標轉速和反饋轉速進行PID控制，輸出值與直流母線電壓、反饋轉速共同作為功率因數(shù)控制器的輸入，輸出為目標d、q軸電流。結果表明單位功率因數(shù)控制方案可將AFFSPM電機的功率因數(shù)提高到所需范圍，彌補MTPA控制下有功功率低的缺點[11]。同樣AFFSPM也適合用于電動汽車與風力發(fā)電系統(tǒng)。

圖3 AFFSPM功率因數(shù)控制[10]

2.3 模糊自適應PID控制方案

模糊自適應PID控制是指具有自適應學習算法的模糊邏輯系統(tǒng)，是指靠數(shù)據(jù)來調節(jié)模糊系統(tǒng)的參數(shù)[12-13]。單個自適應模糊控制器可由單一的自適應模糊系統(tǒng)構成，也可由若干自適應模糊系統(tǒng)構成[14]。與傳統(tǒng)的自適應控制相比，模糊自適應控制的優(yōu)點在于它可識別系統(tǒng)提供的模糊性語言，而傳統(tǒng)的自適應控制則不能。此方案對高度不確定因素的系統(tǒng)尤其關鍵[15]，針對AFFSPM采用模糊器和解模糊器的控制算法，如圖4為模糊自適應PID的AFFSPM電機CVC框圖。根據(jù)實際系統(tǒng)反饋轉速與理想轉速之間的偏差，設計模糊控制器參數(shù)，將模糊控制器應用在轉速環(huán)調節(jié)至q軸電流閉環(huán)中。此架構可滿足AFFSPM轉速突變時控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性[16]。

圖4 模糊自適應PID的AFFSPM電機CVC框圖[16]

2.4 電機效率優(yōu)化控制方案

電機效率優(yōu)化控制是指應用數(shù)學方式優(yōu)化電機損耗，目前應用廣泛的是拉格朗日乘數(shù)法求多元函數(shù)極值[17-19]。文獻[20]，景夢蝶將變量與約束條件的最優(yōu)問題轉換為方程組極值問題，其變量不受任何約束。然后，將擴展拉格朗日乘子法計算電機在工作區(qū)域的銅耗最小值，基于總損耗的效率優(yōu)化控制方法，構建HEAFFSPM電機驅動控制系統(tǒng)?；谳S向磁通電機勵磁理論，如圖5所示[20]。d、q軸參考電流計算模塊同時考慮電機銅耗與鐵耗的效率優(yōu)化控制策略，即在電機整個運行區(qū)域內，不同運行工況下，通過優(yōu)化id、iq和if，保證總的損耗最小，最終實現(xiàn)控制系統(tǒng)的最小損耗運行，提高電機帯負載能力，增大電機恒功率轉速運行范圍，提高系統(tǒng)運行效率[20]。

圖5 電機效率優(yōu)化控制系統(tǒng)框圖[20]

3 非AFFSPM數(shù)學模型的控制方式

非AFFSPM數(shù)學模型的控制方式結構簡單，運行速度較快。相比基于AFFSPM電機數(shù)學模型的控制方式而言，具有占用系統(tǒng)負載率較低的優(yōu)點，但也存在轉矩輸出波動不平穩(wěn)和電流較大的情況。主要以傳統(tǒng)斬波控制方案、DTC方案和MTPC方案這3個控制方案進行介紹。

3.1 傳統(tǒng)斬波控制方案

傳統(tǒng)斬波控制方案主要有電流斬波、電壓斬波和角度位置斬波3種[21-23]。

（1）電流斬波控制

電流斬波控制為電機傳統(tǒng)控制方式，常用于電機啟動階段或者電機轉速較低時，此時反電勢較小，電流變化較大，電流上升速度快，很可能破壞功率器件，為保證電流峰值在安全值范圍之內[24]?？刂品桨傅膬?yōu)點適用于電機在低速運行時，對電流峰值的增長起到了很好的限制作用，電機輸出轉矩比較平穩(wěn)。

（2）電壓斬波控制

電壓斬波控制是固定開關的通斷時間，調整斬波的占空比，從而改變相電壓和相電流[25]。

（3）角度位置斬波控制

角度位置斬波控制是指在電機高速運行時，電流的上升速率較低，電流幅值與電流變化率比低速運行時小，此時可通過角度位置來控制開通關斷時刻，進而改變開關的導通時間來控制電機運行。電流幅值的峰值、有效值以及電流波形與電感波形的相對位置都可以通過改變開通角和關斷角來調整。

目前，在汽車電機控制器中，已經(jīng)較少應用以上3種傳統(tǒng)斬波方案。

3.2 DTC方案

通過對電機結構、參數(shù)和材料進行優(yōu)化設計，文獻[27]中，Malyshev,Ivanov提出了一種基于電機定子磁鏈跟隨的控制策略。使電機在低轉速和高轉速都有較好的轉矩表現(xiàn)[26-27]。文獻[28]針對傳統(tǒng)的AFFSPM存在加工困難、互感嚴重的問題，提出了一種定子模塊式AFFSPM[28]。如圖6為模塊式AFFSPM電機DTC控制框圖，應用磁鏈計算模塊和轉矩計算模塊得到磁鏈估計值和轉矩估計值，并分別以參考轉矩和參考磁鏈進行閉環(huán)控制，將閉環(huán)值輸出給開關狀態(tài)選擇模塊，實現(xiàn)整個DTC控制的閉環(huán)[29]。同時，文獻[28]中，張蔚,王文林,於鋒等分析了該模塊式AFFSPM電機的結構特點，推導了該電機旋轉坐標系下的數(shù)學模型，并采用矢量控制對模塊式AFFSPM電機的靜態(tài)、動態(tài)、及低速運行等性能進行了仿真研究。仿真結果表明，相比直接轉矩控制，采用矢量控制的新型定子模塊式AFFSPM電機系統(tǒng)具有轉矩脈動較小、低速性能優(yōu)越的特點，更適合用在該新型電機的變頻調速控制系統(tǒng)中。

圖6 模塊式AFFSPM電機DTC控制框圖[28]

3.3 MTPC方案

為提高電驅動系統(tǒng)帶故障運行性能，并降低電機銅耗，袁曉強,張蔚,於鋒提出MTPC方案的電機容錯控制策略[30-31]。如圖7為基于MTPC的電機容錯控制系統(tǒng)結構框圖[32]，在電機的結構特征和數(shù)學模型基礎上，針對三相四橋臂容錯逆變器拓撲，基于恒磁動勢和銅耗最小原則，分別對模型預測轉矩控制和直接轉矩控制下的電機容錯控制系統(tǒng)進行仿真研究。仿真結果表明，電機單相開路故障容錯后，2種控制方法均可在降低銅耗的情況下維持電機轉矩、磁鏈基本不變，保證系統(tǒng)穩(wěn)定運行。相比于直接轉矩控制，采用模型預測轉矩控制的電機容錯控制系統(tǒng)具有較小的轉矩和磁鏈脈動，主要根據(jù)DTC在線查表的控制方式，預測每個采樣周期的轉矩和磁鏈[33]，應用價值函數(shù)來選擇最優(yōu)電壓矢量，即應用價值函數(shù)值最小對應的電壓矢量來控制逆變器IGBT通斷。該結構算法簡單，可明顯降低轉矩波動和磁鏈波動，提高電機的響應性能，更適合用在電動汽車的電機調速控制系統(tǒng)中。

圖7 基于MPTC的電機容錯控制系統(tǒng)[32]

4 結論及啟示

（1）針對AFFSPM電機控制方案目前主要有2大類，基于AFFSPM數(shù)學模型和非AFFSPM數(shù)學模型。

（2）基于AFFSPM數(shù)學模型需要用到坐標變換的復雜結構，占用芯片內存較多，優(yōu)點在于可保證輸出電流和轉矩有較高的精度和較低的轉矩波動，適用于對轉矩輸出較高的場合，比如新能源汽車電驅系統(tǒng)中。

（3）非AFFSPM數(shù)學模型不需依靠坐標變換的復雜結構，優(yōu)點是占用芯片內存較少，只需根據(jù)電機轉矩估算和磁鏈估算信號，與目標值進行閉環(huán)，達到控制目的。不足是電機轉矩波動較大，電流波動帶寬較大。適用于家用空調電器等場合。

（4）未來軸向磁通電機控制趨向于容錯控制方向發(fā)展，可提高軸向磁通電機工作的穩(wěn)定性和可靠性。