有源鉗位單級隔離型AC-DC功率因數變換器

張 志 孟利偉 唐 校 張兆云 謝小鯤

有源鉗位單級隔離型AC-DC功率因數變換器

張 志1,2孟利偉1,2唐 校1張兆云1謝小鯤3

（1. 東莞理工學院電子工程與智能化學院 東莞 523808 2. 廣東工業(yè)大學自動化學院 廣州 510006 3. 易事特集團股份有限公司 東莞 523808）

該文提出一種基于有源鉗位技術的單級隔離型AC-DC功率因數校正變換器拓撲，該變換器具有升壓和功率因數校正功能，且僅通過單級功率變換實現(xiàn)輸入和輸出電壓的隔離。首先，詳細分析該拓撲的工作原理；然后，通過合理設計諧振電感和電容參數，并結合有源鉗位技術，降低開關管的電壓應力，并實現(xiàn)主開關管和輔開關管的零電壓開通和二次側整流二極管零電流關斷；最后，詳細推導該變換器關鍵元器件的設計過程，并搭建開關頻率為85kHz的基于SiC功率器件3kW實驗樣機，對所提拓撲工作原理的正確性和可行性進行實驗驗證。該變換器能工作于較寬的輸入電壓范圍，具有元器件少、控制方法簡單、功率因數高和能量轉換效率高等優(yōu)點。

功率因數校正 有源鉗位 諧振型 碳化硅

0 引言

為了減少對電網的諧波污染，滿足國際電工委和美國電氣與電子工程師協(xié)會制定諧波規(guī)范和標準，在計算機、不間斷電源和通信電源等許多工業(yè)中應用的交直流變換器廣泛地采用了有源功率因數校正（Power Factor Corrected, PFC）技術[1-5]。

傳統(tǒng)的功率因數校正拓撲一般分為兩極[1-6]：前級用于實現(xiàn)整流升壓和功率因數校正功能[3-4]；后級用于電氣隔離和輸出電壓調節(jié)。這類拓撲具有輸出電壓調節(jié)范圍寬和電壓紋波小等優(yōu)點。為了滿足各種功率場合的需求，以及追求高能量轉換效率，提出各種拓撲組合的兩級方法[3-7]。文獻[4]提出了一種基于兩級變換的3.3kW電池充電方法，前級采用交錯并聯(lián)升壓功率因數校正拓撲，后級采用改進型的移相全橋拓撲，減小輸入電流紋波，同時由于后級實現(xiàn)了開關管的零電壓軟開關（Zero Voltage Switching, ZVS），峰值效率達93.6%。文獻[5]提出了一種前級采用Sepic電路用于功率因數校正，后級采用LLC電路實現(xiàn)電壓調整和電氣隔離的方法，并采用了SiC功率器件，功率密度得到了提高，但峰值效率只有93.5%。為了實現(xiàn)寬負載電壓范圍的恒流輸出，文獻[6]提出前級采用全橋LLC諧振變換器，后級采用Boost升壓電路的方法，但整體效率仍低于92.5%?？其J公司提出了一種6.6kW高效率、高功率密度雙向電動汽車車載充電器方法[8]，前級采用Totem-Pole整流器，后級采用基于CLLC全橋諧振拓撲，通過改變直流母線電壓，后級DC-DC部分能實現(xiàn)寬范圍軟開關工作狀態(tài)，峰值效率最高可達97%，但采用了12個SiC功率器件，成本相對較高，且控制方式也較為復雜?？傮w來說，采用傳統(tǒng)兩級拓撲的方法，雖能實現(xiàn)較高的輸入功率因數和較低的輸出電壓紋波，但由于前級和后級分開控制，控制方法復雜，并且由于使用元器件較多，導致開關損耗增大，一般情況下轉換效率不是太高。而單級隔離型變換器由于使用元器件少和能量轉換效率高，成為近年來研究熱點[9-21]。

文獻[9]提出一種Buck-Flyback單級PFC變換器發(fā)光二極管（Light Emitting Diode, LED）驅動拓撲，僅使用一個開關管和一個控制器，具有輸入功率因數高、低成本和能量轉換效率高等優(yōu)點。文獻[10]提出一種基于準諧振技術的Boost-Flyback方法，通過增加一個輔助繞組，使得輸入電感工作于電流斷續(xù)模式，實現(xiàn)了更低諧波含量的輸入電流和更高功率因數的目的。文獻[11]采用了基于兩開關諧振變換器拓撲，降低了主開關管和二極管的電壓應力，同時通過漏感能量回收技術，實現(xiàn)了更高的轉換效率。文獻[12]提出了一種Buck-Boost功率因數校正和帶隔離DC-DC變換單元的單級LED驅動電源，電路工作于電流斷續(xù)模式，通過開關管重復使用和提高變壓器磁心利用率，降低了二極管的電壓應力，實現(xiàn)了較高的能量轉換效率。此外，還提出多種適用于小功率應用場合的單級隔離型功率因數拓撲[13-19]。文獻[20-21]提出了適用于中大功率場合Cuk型單級隔離型PFC拓撲，采用了零電壓轉換軟開關技術，實現(xiàn)了主開關管零電壓開通和輔開關管的零電流軟開關（Zero Current Switching, ZCS）開通與關斷，額定負載情況下具有輸入側功率因數高、電流諧波含量低和輸出電壓紋波小的優(yōu)點，但能量轉換效率不高。文獻[22]將三電平拓撲應用于單級隔離型功率因數校正場合，通過三電平橋臂的開關管重復使用技術，部分開關管工作于零電壓開通或零電流開通狀態(tài)，但輸入電流諧波含量較高，且由于功率器件使用較多，能量轉換效率較低。文獻[23]提出了一種采用單開關管的隔離型DC-DC變換器，并采用無源器件實現(xiàn)了開關管的零電壓關斷和零電流開通，且整流二極管也工作于零電流關斷狀態(tài)，但電路無源器件使用較多，設計較為復雜。

本文在文獻[23]的基礎上提出了一種改進型單相單極隔離型諧振軟開關功率因數變換器拓撲，通過有源鉗位技術，能降低開關管電壓應力，實現(xiàn)主開關管和輔開關管的零電壓開通，并將其應用于中大功率應用場合。實際上，本文采用了LC串聯(lián)諧振軟開關技術[24-25]，通過合理地設計串聯(lián)諧振電感和電容參數，可以實現(xiàn)開關管的零電壓開通和輸出整流二極管的零電流關斷。本文首先，對所提的單級功率因數校正拓撲的軟開關工作原理進行了介紹；然后，對拓撲的關鍵元器件參數給出了詳細設計過程；最后，搭建了基于SiC器件的3kW實驗樣機，對所提拓撲及其工作原理的正確性和可行性進行仿真和實驗驗證。該變換器具有電氣隔離、寬輸入電壓范圍、開關損耗低、電能轉換效率高等諸多優(yōu)點。

1 單級功率因數變換器拓撲及其工作原理

1.1 拓撲結構

圖1 單相單級隔離型功率因數變換器主電路拓撲

1.2 工作原理分析

若電路工作于電流連續(xù)導通模式（Continuous Conduction Mode, CCM），為了簡化理論分析，作以下假設：

（1）由于開關頻率s遠大于市電頻率g，假定每個開關周期內的交流輸入電壓in為定值。

（4）輸出電容o和鉗位電容c足夠大，每個開關周期內輸出電壓o和鉗位電容電壓Vc基本保持不變。

在整個交流輸入電壓in的正、負半周期內，輸入側整流橋的輸出電壓|in|始終為正值，因此，為了簡化變換器的分析，只對交流輸入電壓正半周期時的工作情況進行分析，同時去掉輸出側二極管整流橋。由于輸出電容o足夠大，可以認為輸出電壓o在一個開關周期內基本保持不變；輸入電壓為負半周期時，情況類似。圖2為輸入電壓為正半周期時的工作模態(tài)分析，其對應的波形如圖3所示。該拓撲采用有源鉗位技術，能有效地減小主開關管S1的電壓應力，同時主開關管S1和輔開關管S2均能實現(xiàn)零電壓開通，二次側整流二極管能實現(xiàn)零電流關斷。

圖3 電路主要工作波形

模態(tài)1（0,1）：如圖2a所示，這一階段輔開關管S2關斷，諧振電感電流ir給諧振電容p充電。由于主開關管S1反并聯(lián)的二極管VDs1已經導通，若此時門極驅動信號變高，主開關管S1能實現(xiàn)零電壓開通。這一階段中輔開關管S2始終處于關斷狀態(tài)，諧振電感電流ir開始減小，到1時刻變?yōu)榱?，且即將開始反向，諧振電容p達到最大電壓值p(max)，變壓器二次側輸出整流橋二極管VD5和VD8實現(xiàn)零電流關斷，這一過程結束。

模態(tài)2（1,2）：如圖2b所示，主開關管S1導通，輔助開關管S2關斷，輸入電壓in給電感線性充電，諧振電感r與等效電容r構成的串聯(lián)諧振電路發(fā)生諧振，諧振電感電流ir由零開始反向，一次側諧振電容p放電，變壓器二次側輸出整流二極管VD6和VD7導通。流過主開關管S1的電流s1等于輸入電感電流i和諧振電感電流ir之和。到2時刻，諧振電感電流ir=0，在2時刻諧振電感電流ir降為零，輸出整流橋二極管VD6和VD7實現(xiàn)零電流關斷，主開關管S1還保持導通。輸入電流i、諧振電流ir和一次側諧振電容電壓Vp分別表示為

其中

式中，ir(max-)為諧振電感電流ir為負時的峰值。

這一過程中，由于主開關管S1導通，其寄生電容電壓Vs1為零，變壓器一次側諧振電容p放電，由于主開關管S1的導通時間大于或等于諧振周期的一半（on≥0.5r），到2時刻，諧振電感電流ir降為零，諧振電容p電壓降到最小值p(min)。變壓器二次側電容s與一次側電容p工作過程類似。這個模態(tài)持續(xù)的時間剛好等于半個諧振周期0.5r。

模態(tài)3（2,3）：如圖2c所示，主開關管S1保持開通，輸入電壓繼續(xù)給電感充電，輸入電感電流i繼續(xù)上升，流過主開關管S1的電流s1等于輸入電感電流i，變壓器二次側輸出電容o為負載提供能量。當3時，主開關S1關斷時，這一階段結束。流過主開關管S1的電流可表示為

模態(tài)4（3,4）：如圖2d和圖2e所示，在3時刻，主開關管S1關斷，輔開關管S2尚未開通。輸入電感電流i給主開關管S1的寄生電容s1充電，并給輔開關管S2的寄生電容s2放電，同時也給鉗位電容c充電。由諧振電感r和等效電容r構成的串聯(lián)諧振支路發(fā)生諧振，諧振電感電流ir由零開始增加，輸出整流橋二極管VD5和VD8導通。主開關管寄生電容電壓Vs1由零上升至鉗位電容電壓Vc，主開關管S1的漏源電壓Vs1、輸入電感電流i和諧振電感電流ir分別為

這一階段寄生電容s1充電和寄生電容s2放電時間極短，輔開關管S2的反并聯(lián)二極管VDs2開始導通，如圖2e所示。由于鉗位電容c遠大于寄生電容s1和s2，電容電壓Vc保持恒定。在4時刻，寄生電容電壓s1充電和s2放電完成，輔開關管S2反并聯(lián)的體二極管VDs2導通，可以得到這個階段時間間隔為

為了實現(xiàn)輔開關管S2零電壓開通，電感中存儲的能量必須大于寄生電容s1和s2存儲的能量，即

模態(tài)6（5,6）：如圖2g所示，在5時刻，當諧振電感電流ir等于輸入電感電流i時，輔開關管S2的電流變?yōu)榱悖议_始由漏極流向源極，其電流流向發(fā)生了改變。直到6時刻，輔開關管S2關斷時，這一階段結束。這一過程中諧振電感電流ir方向始終為正，并且一直給一次側諧振電容p充電，諧振電容電壓Vp增加，變壓器二次側二極管VD5和VD8保持導通。

模態(tài)7（6,7）：如圖2h所示，在6時刻，輔開關管S2關斷，諧振電感電流ir給主開關管S1寄生電容s1放電，同時給輔開關管S2寄生電容s2充電。諧振電感電流ir開始減小，但方向保持不變。為保證主開關S1的ZVS工作，寄生電容電壓Vs1需在這一階段結束前變?yōu)榱?，使得主開關管反并聯(lián)二極管VDs1導通。因此，存儲在諧振電感r中的電能必須比存儲在寄生電容s1中的電能大，使得寄生電容s1中存儲的能量釋放完畢，此時，主開關管電流需滿足s1=i-ir≤0，因此，諧振電感r必須滿足

在7時刻，主開關管S1的反并聯(lián)二極管VDs1導通使得Vs1=0，若此時給主開關管S1施加驅動信號，能實現(xiàn)零電壓開通，下一個開關周期開始。

2 穩(wěn)態(tài)分析和關鍵元器件設計

2.1 直流電壓轉換比

式中，為主開關管S1的占空比；s為開關周期；為變壓器的匝比，=ps。將式（15）化簡后得到變換器的轉換比為

單級隔離型諧振式功率因數校正變換器的交流輸入電壓為

由式（18）可得占空比為

2.2 零電壓條件

由工作模態(tài)7可知，為了實現(xiàn)主開關管S1零電壓開通，存儲在電感中電流ir給主開關管寄生電容s1放電和輔開關管寄生電容s2充電，并且使得主開關管S1反并聯(lián)二極管VDs1導通，此時主開關管電流需滿足s1=i-ir≤0，即滿足

同理，為了實現(xiàn)輔開關管S2零電壓開通，由前面分析可知，存儲在電感中電流i給輔開關管S2寄生電容s2放電和主開關管S1寄生電容s1充電，并使得輔開關管S2反并聯(lián)二極管VDs2導通，即滿足

2.3 關鍵元器件參數計算

本文搭建了功率為3kW的實驗樣機，變換器的實驗參數見表1。下面詳細計算部分主電路參數。

表1 變換器的實驗參數

Tab.1 Experimental parameters for the proposed converter

2.3.1 輸入電感和輸出電容o

輸入電感電流i可以看成線性變化，輸出功率一定時，輸入電壓有效值越小，輸入電流i的有效值越大。假設電感電流紋波%=20%，且電路工作于CCM，忽略損耗，根據輸入側和輸出功率相等原則，計算輸入電感值為

在實際電路中，取輸入電感=450mH，o= 2 200mF。

2.3.2 開關管電壓應力、諧振電路和鉗位電容

為了便于計算，將變壓器二次側歸算到一次側，得到等效電路如圖5所示。由圖5分析可知，主開關管S1最大電壓應力為

根據模態(tài)2和模態(tài)3的分析，穩(wěn)定工作情況，流過二極管VD6和VD7的電流滿足

由式（26）可以推出

分析得到，輔開關S2的最大開關應力和鉗位電容電壓Vc滿足

3 仿真和實驗結果

為了驗證所提出的單級隔離型功率因數變換器拓撲及其工作模式的正確性和可行性，搭建了基于SiC拓撲3kW實驗樣機，裝置實物拓撲如圖6所示。圖6中，高頻變壓器采用兩個二次繞組，經過整流二極管后并聯(lián)，仿真和實驗具體參數見表1，仿真采用PSIM軟件。由于電路中功率開關器件工作頻率較高，拓撲采用低成本的基于平均電流模式控制器UC3854作為控制芯片。

圖6 實驗拓撲

圖7～圖10為輸入電壓in有效值為220V和負載為3kW阻性負載時，測得相關的電壓、電流波形。圖7為輸入電壓in、輸入電流in和輸出電壓o的仿真和實驗波形。由圖7可知，輸入電流正弦度較好，且與輸入電壓幾乎同相位，直流側輸出電壓穩(wěn)定在400V。采用Tek功率因數分析儀PA3000對滿載時功率因數和電流諧波含量進行測試，輸入功率因數高達0.99，輸入電流諧波含量為4.7%，雖然過零點有較為明顯的畸變，但總的電流諧波含量仍小于5%。

圖7 輸入電壓、電流和輸出電壓的波形

圖8 輸入電流、電容Cp和電容Cs的波形

圖9 主開關管S1和輔開關管S2零電壓開通實驗波形

圖10 整流二極管VD5和VD6零電流關斷實驗波形

圖8為變壓器一次側諧振電容p和二次側諧振電容s電壓仿真和實驗波形。分析發(fā)現(xiàn)，一次側諧振電容電壓Vp與輸入側整流后的電壓|in|相位和幅值幾乎一致，與圖4穩(wěn)態(tài)工作時等效電路分析一致。

圖9a和圖9b分別為主開關管S1和輔開關管S2零電壓開通波形。圖9a中，主開關管驅動信號gS1為高時，漏源之間的電壓dsS1由于反并聯(lián)二極管VDs1已導通降為零，實現(xiàn)了主開關管S1零電壓開通。輔開關管S2工作方式類似，如圖9b所示。

二次側整流二極管零電流關斷波形如圖10所示。圖10a和圖10b分別為整流二極管VD5和VD6電壓、電流波形，由于諧振電感電流ir一個開關周期內方向的變化，二次側整流二極管均能實現(xiàn)零電流關斷。

圖11為輸入電壓分別為175V和265V時，額定功率電阻負載下輸入電壓、電流和直流母線電壓的實驗波形。由圖可知，所提拓撲能工作于寬輸入電壓范圍，電流波形正弦度較好，且交流輸入側電壓、電流同相位，能保證較高的輸入功率因數，輸出電壓穩(wěn)定在400V。

由于本文提出的單級隔離型功率因數拓撲將應用于可編程交流電源前級AC-DC功率變換場合，而目前文獻[4]采用的方法被廣泛的應用于該場合，因此本文將兩種拓撲進行了比較，圖12中，實線為所提拓撲的效率曲線，虛線為文獻[4]效率曲線。圖12為功率3kW時兩種方案的轉換效率曲線比較。從圖12中可以看出，在輸入電壓為額定電壓in=220V時，采用本文所提單級拓撲方法效率明顯高于文獻[4]兩級拓撲方法，且峰值最大效率達到94.3%。當輸入電壓in=175V和265V時，采用本文單級拓撲的效率曲線如圖12中實線所示。圖13為輸入電壓為220V時功率因數，可以看出，輸入側具有較高的功率因數。

圖11 輸入電壓、電流和輸出電壓實驗波形

表2為本文所提單級隔離型功率因數拓撲與參考文獻中的拓撲之間的詳細比較。從比較結果可知，在單相大功率且不需要能量雙向流動的應用場合，本文所提單級隔離型PFC拓撲在成本和轉換效率方面提供了一種較好的折中方案。

圖12 效率曲線

圖13 輸入電壓為220V時的功率因數

4 結論

本文提出了一種帶功率因數校正功能的單級隔離型AC-DC變換器拓撲，通過合理的設計串聯(lián)諧振電感和諧振電容參數，并結合有源鉗位技術，能實現(xiàn)電路拓撲主開關管、輔開關管零電壓開通和輸出整流二極管的零電流關斷功能。搭建了基于SiC功率器件的3kW實驗樣機，驗證了該拓撲及軟開關工作方式的正確性和可行性。該拓撲具有以下優(yōu)點：

表2 與其他拓撲的比較

Tab.2 Comparison of the proposed topology with other topologies

1）該拓撲具有使用元器件較少、硬件成本低和能量轉換效率高等優(yōu)點。由于高頻SiC功率器件的使用，使得磁性元器件體積減小，導通損耗降低。

2）功率開關管和輸出整流二極管能工作于軟開關狀態(tài)，大大降低了開關損耗。

3）主開關管和輔開關管采用互補導通工作方式，且主電路拓撲控制方式簡單，甚至可以用低成本的模擬控制芯片（如UC3854）實現(xiàn)。

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A Single Stage Isolated AC-DC Power Factor Corrected Converter with Active Clamping

1,21,2113

（1. School of Electrical Engineering and Intelligence Dongguan University of Technology Dongguan 523808 China 2. School of Automation Guangdong University of Technology Guangzhou 510006 China 3. East Group Company Limited Dongguan 523808 China）

A single-stage AC-DC isolated power factor corrected converter topology with active clamping is proposed in this paper. The converter has the functions of step-up and power factor correction, and only realizes the isolation of input and output voltage through single-stage power conversion. Firstly, the working principle of the topology is analyzed in detail. Then, the voltage spikes of the main and auxiliary switching tubes are reduced based on the active-clamped technology, and the zero-voltage-switch turning-on for main and auxiliary switching tubes as well as zero-current-switch turning-off for output rectifier diodes can be realized through the reasonable design of resonant inductance and capacitance parameters. Finally, the design process for the key components of the converter is derived, and a 3kW experimental prototype based on SiC power device with the switching frequency of 85kHz is built to verify the correctness and feasibility of the proposed topology. The converter can work in a wide range of input voltage and has the advantages of fewer power components, simple control method, high power factor and high energy conversion efficiency.

Power factor correction, active clamped, resonant, SiC

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.200388

廣東省自然科學基金項目（2016A030313134）、教育部產學合作協(xié)同育人項目（201801283006）和廣東省高等教育教學研究與改革項目（PX-3218216）資助。

2020-04-20

2020-07-10

張 志 男，1981年生，博士，副教授，碩士生導師，研究方向為并網逆變器裝置拓撲及波形控制技術、諧振軟開關技術。E-mail: zhangz@dgut.edu.cn（通信作者）

孟利偉 男，1992年生，碩士研究生，研究方向為電力電子裝置諧振軟開關技術。E-mail: 1445262800@qq.com

（編輯 陳 誠）