王貝貝，王志鵬

（1.江蘇師范大學(xué) 江蘇圣理工學(xué)院，江蘇 徐州 221116；2.天津大學(xué) 微電子學(xué)院，天津 300072）

0 引言

連續(xù)波雷達(dá)是一種運(yùn)用連續(xù)信號獲取目標(biāo)物距離的雷達(dá)體制，其中線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)由于具有高分辨率、無距離盲區(qū)、輻射功率小等優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用在國防軍事、民用系統(tǒng)中[1]。通過直接數(shù)字頻率合成器（Direct Digital Frequency Synthesis，DDS）技術(shù)，既能減小物體尺寸，又能獲得高分辨率、頻譜純凈、掃頻時間短的連續(xù)波信號。但DDS輸出頻率最高只能達(dá)到參考時鐘的40%，遠(yuǎn)遠(yuǎn)不能滿足雷達(dá)發(fā)射所需的頻段。

本文通過DDS與鎖相環(huán)（Phase Locked Loop，PLL）技術(shù)相結(jié)合的方法，獲得Ku波段的雷達(dá)激勵信號，并經(jīng)功率放大器放大后發(fā)射出去。該模塊集成了發(fā)射通道、接收通道、I/Q通道以及ADC采樣系統(tǒng)，并通過在鏈路中加隔離器來防止信號竄擾，由此設(shè)計出一款便于攜帶的一體化雷達(dá)系統(tǒng)。

1 系統(tǒng)設(shè)計方案

Ku波段抗微波輻射能力強(qiáng)，不易受外界環(huán)境的干擾，因此被廣泛應(yīng)用到雷達(dá)系統(tǒng)中。目前有多種途徑可以產(chǎn)生該頻段的調(diào)頻信號，其中應(yīng)用最為廣泛的是小數(shù)分頻PLL，但該方法在相位噪聲、跳頻時間、雜散抑制以及線性度方面存在局限性，已經(jīng)不能滿足當(dāng)代電子對抗對高性能雷達(dá)的要求。為了實(shí)現(xiàn)高性能Ku波段線性調(diào)頻雷達(dá)的設(shè)計，獲取所需要的Ku波段發(fā)射激勵信號，本設(shè)計擬運(yùn)用DDS和PLL相結(jié)合的方法，將兩種技術(shù)優(yōu)勢相結(jié)合，在獲得高頻信號的同時，避免相位噪聲的惡化[2]。

雷達(dá)系統(tǒng)的總體設(shè)計方案如圖1所示。本設(shè)計選用100 MHz時鐘源為兩路PLL芯片提供參考，其中一路經(jīng)過鎖相環(huán)芯片HMC783上變到11.6 GHz作為本振信號。另一路經(jīng)過HMC833上變到2.5 GHz，該高頻時鐘為DDS提供參考。進(jìn)入DDS芯片AD9915并輸出帶寬100 MHz、掃頻時間2 ms的調(diào)頻信號，通過混頻器后，產(chǎn)生雷達(dá)需要的12.3～12.4 GHz的射頻信號。為了縮小系統(tǒng)尺寸、提高可攜帶型，本設(shè)計將發(fā)射和接收通道集成到一個模塊中，通過把射頻信號功分兩路，一路經(jīng)功率放大器放大后發(fā)射出去，另一路與接收到的回波信號進(jìn)行混頻，下變到易于處理的兩路基帶信號-同相分量和正交分量。為了準(zhǔn)確獲得I/Q信號中的多普勒信息，接收到的模擬信號經(jīng)過ADC采樣把數(shù)字信號傳輸?shù)教幚砥髦羞M(jìn)行快速傅里葉變換（Fast Fourier Transform，F(xiàn)FT），解析出需要的距離信號，克服了模擬正交相檢技術(shù)受器件自身性能影響大的弊端，提高了I/Q信號幅度相位的一致性。該雷達(dá)總的設(shè)計尺寸為148 mm×118 mm。

圖1 雷達(dá)系統(tǒng)整體設(shè)計方案

2 調(diào)頻信號單元設(shè)計

本設(shè)計的關(guān)鍵部分是調(diào)頻信號電路的設(shè)計。通過調(diào)頻信號的帶寬和掃頻時間可以理論算出所測目標(biāo)物的距離信息。推導(dǎo)如下：

式中：f1、f2是由DDS產(chǎn)生的掃頻信號的上限和下限頻率。可通過控制單元改寫DDS中的寄存器的值來改變輸出掃頻信號的BW上限和下限，二者相差求出掃頻帶寬，T為掃頻時間，由寄存器的取值決定，進(jìn)而求得DDS產(chǎn)生的非駐留斜波斜率k。射頻信號從發(fā)射到接收所用的時間為Δt，由式（3）求得發(fā)射信號與反射信號混頻后的差頻信號，用光速c距離R代入式（4），推導(dǎo)出需要的雷達(dá)測距 公式。

掃頻信號的步進(jìn)時間影響了雷達(dá)測距的精度，通過DDS斜率步進(jìn)間隔公式計算出最小頻率步進(jìn)間隔：

參考時鐘fsysclk由鎖相環(huán)HMC833產(chǎn)生的 2.5 GHz信號提供，P是DDS內(nèi)部寄存器的取值，為了達(dá)到最小的頻率掃描步進(jìn)，通過控制芯片寫入寄存器為1，代入公式求得，雷達(dá)系統(tǒng)最小掃頻步進(jìn)間隔時間為9.6 ns。測得DDS產(chǎn)生的線性掃頻信號與PLL生成的11.6 GHz混頻后的雷達(dá)激勵信號如圖2所示，其中DDS掃頻時間控制在2 ms，掃頻上限設(shè)置800 MHz，下限設(shè)置為700 MHz。

圖2 輸出雷達(dá)激勵信號測試圖

3 I/Q通道的設(shè)計與理論分析

雷達(dá)信號經(jīng)過物體反射后，由天線接收后與發(fā)射信號混頻，得到兩路相互正交的基帶信號，經(jīng)過I/Q通道后進(jìn)入ADC芯片進(jìn)行采樣[3]。假設(shè)在一個掃描周期T內(nèi)，第n個脈沖信號可表示為：

式中：f0是雷達(dá)激勵信號的起始頻率。經(jīng)過物體反射后接收到的脈沖信號為：

式中：A(t)代表信號的幅度，回波信號與發(fā)射信號混頻后經(jīng)過低通濾波器后得到的信號為：

包含后續(xù)處理的I/Q信號，對其中一路進(jìn)行 分析：

通過歐拉公式計算求得：

對獲得的信號進(jìn)行傅里葉變換獲得離散距離譜，經(jīng)過主控芯片計算出不同差頻信號對應(yīng)的幅值，如圖3所示。

圖3 差頻信號對應(yīng)幅值信息

由圖3可以看出幅度值在28 kHz附近時有一個高峰，代入式（5）可以求出此處差頻信號所對應(yīng)的目標(biāo)物的距離，高峰值后面的次峰值是由干擾物以及多次反射造成的，可以通過軟件濾波去除。串口以ASCII碼的格式把處理后的信息打印出來，如圖4所示。

圖4 差頻信號對應(yīng)距離信息

通過圖4可以看出，所測目標(biāo)物距離在84 m附近，最小精度可以達(dá)到3 m。

4 系統(tǒng)的總體裝配以及實(shí)驗(yàn)平臺的 搭建

考慮到電磁兼容的問題，在設(shè)計電路時，要著重減小信號之間的串?dāng)_，腔體隔腔的合理設(shè)計可以很好地避免不同信號之間的相互影響。在混頻之前，信號還處于低頻階段，PCB板可以選用4350B，混頻之后信號達(dá)到了Ku波段，需要選用高頻板材料，這里選擇羅杰斯5880。由于發(fā)射和接收通道在一個模塊上，需要在通道之間添加隔離器來增加隔離度，在發(fā)射通道的末端添加功率放大器把激勵信號放大發(fā)射出去，這里選用2 W的功放FMMC5618?？傮w電路的設(shè)計如圖5所示。

圖5 雷達(dá)系統(tǒng)的總體布局

實(shí)物裝配完成后，使發(fā)射和接收天線朝向?qū)γ娴拇髽莵頊y量大樓的距離，并利用示波器來測量接收到的波形信號。實(shí)驗(yàn)平臺如圖6所示，完成對雷達(dá)系統(tǒng)的整體調(diào)試工作。

圖6 雷達(dá)系統(tǒng)測試平臺

5 結(jié)語

本文提出并設(shè)計了一款便于攜帶的線性調(diào)頻雷達(dá)系統(tǒng)，工作在Ku波段，工作帶寬100 MHz，掃頻時間2 ms，發(fā)射激勵信號功率2 W，很好地滿足了短距離測試的需求。利用DDS產(chǎn)生連續(xù)波形，高度集成化的電路設(shè)計，極大地縮小了整機(jī)尺寸。通過實(shí)驗(yàn)平臺的搭建測試，測得兩樓之間的距離為 84 m，驗(yàn)證了雷達(dá)系統(tǒng)的可行性。