方天治 王 愿 張惠麗 張 雨 沈姝衡 藍(lán)建宇

四管Buck-Boost變換器的改進(jìn)型三模式變頻軟開(kāi)關(guān)控制策略

方天治1王 愿1張惠麗1張 雨1沈姝衡1藍(lán)建宇2

（1. 南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院 南京 211106 2. 空間電源技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（上?？臻g電源研究所） 上海 200240）

四管Buck-Boost變換器（FSBB）具有無(wú)源元件少、開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力低、輸入輸出電壓同極性、控制自由度多等優(yōu)勢(shì)，非常適用于寬輸入電壓的預(yù)調(diào)節(jié)器。該文對(duì)傳統(tǒng)三模式控制的中間模式進(jìn)行優(yōu)化，提出一種改進(jìn)型三模式控制策略，降低了導(dǎo)通損耗，提升了變換器工作效率。為進(jìn)一步提高功率密度、降低高頻硬開(kāi)關(guān)帶來(lái)的開(kāi)關(guān)損耗和電磁干擾，該文提出變頻控制策略，能夠在全電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。分析表明，改進(jìn)型三模式控制可優(yōu)化變頻范圍，與變頻軟開(kāi)關(guān)控制具有很好的契合度。在實(shí)驗(yàn)室研制了一臺(tái)輸入80～160V，輸出125V/300W的原理樣機(jī)，驗(yàn)證了所提控制策略的正確性，并通過(guò)效率對(duì)比和損耗分析證明所提控制策略有利于FSBB實(shí)現(xiàn)高效率和高功率密度。

四管Buck-Boost變換器 改進(jìn)型三模式控制 變頻控制 軟開(kāi)關(guān) 電感電流

0 引言

隨著科技的發(fā)展和進(jìn)步，許多用電場(chǎng)合都對(duì)電源變換器提出了更高的要求，這主要體現(xiàn)在高效率、高功率密度等方面[1-3]。在航天電推進(jìn)單元中，電源處理單元（Power Processing Unit, PPU）陽(yáng)極電源通常采用太陽(yáng)能電池陣列供電，為實(shí)現(xiàn)最大功率跟蹤，其輸入電壓通常會(huì)在較寬的范圍內(nèi)變化[4-5]。在分布式通信電源供電系統(tǒng)中，通常會(huì)在48V母線(xiàn)上并聯(lián)蓄電池以保證不間斷供電。由于蓄電池的充放電特性，該母線(xiàn)電壓也會(huì)在較寬的范圍內(nèi)變化[6]。上述寬范圍變化的輸入電壓給電源中的變壓器優(yōu)化設(shè)計(jì)帶來(lái)不便，通常的應(yīng)對(duì)方案是用非隔離變換器將此輸入電壓預(yù)調(diào)節(jié)至額定輸入電壓附近，再由隔離變換器將該電壓變換至所需電壓。這里前級(jí)預(yù)調(diào)節(jié)器的拓?fù)溥x擇、特別是控制策略?xún)?yōu)化問(wèn)題為提高電源的效率及功率密度提出了新的挑戰(zhàn)。

為了在寬輸入電壓范圍內(nèi)獲得高效率，文獻(xiàn)[6-9]提出將Buck變換器和Boost變換器級(jí)聯(lián)，省去中間母線(xiàn)電容，并采用同步整流技術(shù)，得到四管Buck- Boost（Four-Switch Buck-Boost, FSBB）變換器。FSBB不僅能夠?qū)崿F(xiàn)升降壓功能，且相較于傳統(tǒng)的非隔離型升降壓變換器而言，具有無(wú)源元件數(shù)量少、開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力低、輸入電壓與輸出電壓極性相同等優(yōu)點(diǎn)[10-11]。

針對(duì)FSBB的控制策略，文獻(xiàn)[12-13]研究了主功率管同步開(kāi)關(guān)的單模式控制策略，其控制簡(jiǎn)單、易實(shí)現(xiàn)，但電感電流的脈動(dòng)較大，會(huì)增大功率器件的電流應(yīng)力。文獻(xiàn)[14-15]研究了兩模式控制策略，當(dāng)輸入電壓高于輸出電壓時(shí)，變換器工作于Buck模式，反之則工作于Boost模式。任意時(shí)刻僅有一個(gè)橋臂開(kāi)關(guān)，開(kāi)關(guān)損耗明顯降低；此外也能有效降低電感電流有效值，從而降低導(dǎo)通損耗。但當(dāng)輸入電壓接近輸出電壓時(shí)，變換器易在兩種工作模式之間反復(fù)切換，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。為此，文獻(xiàn)[16]提出三模式控制策略，在兩模式控制的基礎(chǔ)上加入滯環(huán)，當(dāng)輸入電壓位于模式分界點(diǎn)附近，采用Buck-Boost模式。該控制策略能夠有效解決模式切換帶來(lái)的問(wèn)題，且能夠在大部分輸入電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)變換器高效率運(yùn)行，但其工作于中間的Buck-Boost模式時(shí)仍然存在電感電流平均值和脈動(dòng)較大的問(wèn)題。

為了進(jìn)一步滿(mǎn)足高功率密度的要求，采用高頻新器件并提高變換器的工作頻率是必由之路。然而在傳統(tǒng)的控制策略下，負(fù)載較重時(shí)FSBB將工作在硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，在高頻工作時(shí)開(kāi)關(guān)損耗明顯增大，難以保證變換器的高效率[17]；此外，硬開(kāi)關(guān)變換器在開(kāi)關(guān)管動(dòng)作時(shí)產(chǎn)生較大的開(kāi)關(guān)噪聲易干擾電路的正常工作，這限制了變換器開(kāi)關(guān)頻率的提升[18]。而當(dāng)負(fù)載較輕時(shí)，F(xiàn)SBB雖然能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，但電感電流的脈動(dòng)過(guò)大，導(dǎo)致變換器導(dǎo)通損耗大。

文獻(xiàn)[19-21]針對(duì)同步整流的Boost變換器及雙向DC-DC變換器，采用改變開(kāi)關(guān)頻率的方式使其工作在斷續(xù)導(dǎo)通模式（Discontinuous Conduction Mode, DCM），從而在不添加輔助元件的條件下自然實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，提升變換器工作效率。FSBB的控制自由度較多，包括兩主功率管各自的占空比、開(kāi)關(guān)頻率、兩主功率管開(kāi)通或者關(guān)斷時(shí)刻等，多個(gè)自由度為其優(yōu)化控制提供了可能?？梢?jiàn)，F(xiàn)SBB也可利用開(kāi)關(guān)頻率這一自由度來(lái)實(shí)現(xiàn)變換器軟開(kāi)關(guān)。

本文針對(duì)四管Buck-Boost的優(yōu)化控制進(jìn)行研究。首先，針對(duì)傳統(tǒng)的三模式控制中間模式電感電流較大的問(wèn)題，提出改進(jìn)型三模式控制策略；然后，在解決模式切換問(wèn)題的基礎(chǔ)上，優(yōu)化電感電流，減小導(dǎo)通損耗，提升變換器效率；最后，為進(jìn)一步提升工作效率和功率密度，本文提出FSBB的變頻控制策略，使開(kāi)關(guān)管在無(wú)額外輔助元器件的條件下自然實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，大幅減少開(kāi)關(guān)損耗、抑制開(kāi)關(guān)噪聲。

1 FSBB改進(jìn)型三模式控制策略研究

1.1 不同工作狀態(tài)下電感電流對(duì)比

圖1所示為FSBB變換器的電路拓?fù)?，其輸入電壓in與輸出電壓o的基本關(guān)系為

式中，12分別為Buck橋臂、Boost橋臂的主功率管Q1、Q4的占空比。

圖1 四管Buck-Boost變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

由FSBB拓?fù)淇梢?jiàn)，電感電流在每一時(shí)刻都會(huì)流經(jīng)開(kāi)關(guān)管和電感本身，因此電感電流的平均值和脈動(dòng)將對(duì)變換器的導(dǎo)通損耗產(chǎn)生主要影響。FSBB的傳統(tǒng)三模式控制策略中，主要的工作模式為Buck、Boost、Buck-Boost。Buck模式下FSBB的Boost橋臂的主功率管Q4常關(guān)（2=0），Boost模式下FSBB的Buck橋臂的主功率管Q1常開(kāi)（1=1）。傳統(tǒng)的Buck-Boost模式下，兩主開(kāi)關(guān)管Q1和Q4同時(shí)開(kāi)通和關(guān)斷（1=2=）。根據(jù)FSBB的各工作模式，對(duì)電感電流的脈動(dòng)和平均值進(jìn)行分析。

傳統(tǒng)的Buck-Boost模式下，電感電流i在Q1和Q4同時(shí)導(dǎo)通時(shí)上升，此時(shí)電感兩端的電壓為in，結(jié)合FSBB的輸入輸出關(guān)系，可知這段時(shí)間內(nèi)i上升的值即為該模式下電感電流脈動(dòng)值ΔI1，即

當(dāng)Q3導(dǎo)通、Q4關(guān)斷時(shí)，即每個(gè)周期中(1-2)s的時(shí)間內(nèi)，電感向負(fù)載傳遞能量，此時(shí)輸出電流o與電感電流i相等，故可得到電感電流的平均值為

當(dāng)in＜o(jì)時(shí)，可以得到Boost模式下的電感電流脈動(dòng)值ΔI_Boost為

在Boost模式下，在每個(gè)周期中(1-2)s的時(shí)間內(nèi)，電感向負(fù)載傳遞能量，將1=1代入式（1），則可得Boost模式下電感電流的平均值Iav_Boost為

當(dāng)in＞o時(shí)，可以得到Buck模式下電感電流脈動(dòng)ΔI_Buck為

在Buck模式下，由于Q3是常通（2=0），因此FSBB電感電流平均值等于輸出電流平均值，即

為便于分析，以輸入80～160V，輸出125V/300W為例，分別以傳統(tǒng)Buck-Boost模式下輸入電壓為80V時(shí)的電流值為基準(zhǔn)值，分別繪制Buck-Boost、Buck和Boost模式下電感電流的脈動(dòng)值和平均值曲線(xiàn)如圖2和圖3所示。由圖可見(jiàn)，in與o越接近，Buck-Boost模式下電感電流的脈動(dòng)值越高于其他兩個(gè)模式，且電感電流的平均值也較大。故在傳統(tǒng)三模式控制下，當(dāng)輸入電壓in位于[o-Δ，o+Δ]區(qū)間內(nèi)，即工作在傳統(tǒng)的Buck-Boost模式時(shí)，變換器的導(dǎo)通損耗較大。為提升變換器效率，需對(duì)傳統(tǒng)三模式控制進(jìn)行優(yōu)化。

圖2 各工作模式下電感電流脈動(dòng)值曲線(xiàn)

圖3 各工作模式下電感電流平均值曲線(xiàn)

1.2 改進(jìn)型三模式控制策略

對(duì)于FSBB的電路拓?fù)涠裕?dāng)開(kāi)關(guān)管Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通，能量由輸入經(jīng)電感直接傳遞到輸出，稱(chēng)之為直接功率傳遞通路。直接功率比重越大，變換器的效率越高[13]。因此，為獲得更大的直接功率比重，在FSBB工作時(shí)，希望1盡可能大，開(kāi)關(guān)管Q1導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng)；希望2盡可能小，開(kāi)關(guān)管Q3導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng)；并且希望Q1和Q3能夠盡可能同時(shí)導(dǎo)通。當(dāng)FSBB工作于傳統(tǒng)的Buck-Boost模式下，1=2，不存在Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通的時(shí)間，即不存在直接功率傳遞。

為此，本文提出一種改進(jìn)型三模式控制策略。用改進(jìn)型Buck-Boost模式代替?zhèn)鹘y(tǒng)Buck-Boost模式。令Buck單元的占空比1為小于1的固定值，通過(guò)調(diào)節(jié)Boost單元的占空比2進(jìn)行輸出電壓的調(diào)節(jié)。則改進(jìn)型Buck-Boost模式下，輸入輸出電壓關(guān)系為

由式（8）可知，當(dāng)1?2≤時(shí)，F(xiàn)SBB能實(shí)現(xiàn)升壓功能；反之則能實(shí)現(xiàn)降壓功能。在改進(jìn)型Buck-Boost模式中，根據(jù)占空比2與的關(guān)系可分為如下三種情況：

1）當(dāng)in＞o時(shí)，2＜1-，此時(shí)，主要電壓電流波形如圖4所示。其中，PWM1、PWM4分別為開(kāi)關(guān)管Q1和Q4的驅(qū)動(dòng)信號(hào)；A、B分別為Buck橋臂和Boost橋臂中點(diǎn)電壓；為電感電流。在Q1和Q4同時(shí)關(guān)斷期間，電感兩端電壓為-o，此時(shí)電感電流下降，電感電流的下降值等于其脈動(dòng)值。因此，其脈動(dòng)值可以表示為

圖4 d2＜1-D時(shí)主要電壓電流波形

Fig.4 Waveforms when d2＜1-D

2）當(dāng)in≤o時(shí)，則占空比2≥1-。其中當(dāng)1-≤2＜時(shí)主要波形如圖5所示。

圖5 1-D≤d2＜D時(shí)主要電壓電流波形

在開(kāi)關(guān)管Q1和Q4同時(shí)開(kāi)通時(shí)，電感兩端電壓為in，此時(shí)電感電流上升，電感電流的上升值也即電感電流的脈動(dòng)值為

3）對(duì)于in≤o時(shí)的2≥情況，主要波形如圖6所示。在開(kāi)關(guān)管Q1開(kāi)通時(shí)，電感兩端電壓為in，此時(shí)電感電流上升，其脈動(dòng)值可以表示為

圖6 d2 ≥D時(shí)主要電壓電流波形

綜合以上三種情況并結(jié)合輸入輸出關(guān)系，可得改進(jìn)型Buck-Boost模式電感電流的脈動(dòng)值為

在改進(jìn)型Buck-Boost模式下，當(dāng)Q3導(dǎo)通、Q4關(guān)斷時(shí)，即每個(gè)周期的(1-2)s期間，電感向負(fù)載傳遞能量。結(jié)合式（8）即可得，在上述三種情況下電感電流平均值均為

同理，以傳統(tǒng)Buck-Boost模式下輸入電壓為80V時(shí)的電流值為基準(zhǔn)值，分別繪制出全電壓范圍內(nèi)，傳統(tǒng)Buck-Boost模式和改進(jìn)型Buck-Boost模式下電感電流的平均值和脈動(dòng)值曲線(xiàn)如圖7和圖8所示。由圖可見(jiàn)，相較于傳統(tǒng)Buck-Boost模式，改進(jìn)Buck-Boost模式下FSBB電感電流脈動(dòng)值和平均值大幅降低。

在FSBB的兩模式控制策略中，插入改進(jìn)型Buck-Boost模式，即得到改進(jìn)型三模式控制策略。改進(jìn)型三模式下輸入和輸出電壓之間的關(guān)系為

圖7 電感電流脈動(dòng)量標(biāo)幺曲線(xiàn)

Fig.7 Scal-unit curves of the ripple of inductor current

圖8 電感電流標(biāo)幺化均值曲線(xiàn)

相較于兩模式控制策略，該控制方式能夠解決在輸入輸出電壓接近時(shí)，變換器在Buck模式和Boost模式下頻繁切換影響系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的問(wèn)題。而相較于傳統(tǒng)的三模式控制策略，改進(jìn)型三模式控制策略能夠降低中間模式下電感電流的脈動(dòng)和平均值，提高升降壓模式下FSBB的工作效率。

2 FSBB變頻軟開(kāi)關(guān)控制策略研究

如前所述，為了進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)變換器的高功率密度，采用新型開(kāi)關(guān)器件并提高開(kāi)關(guān)頻率是有效舉措。然而，隨著負(fù)載增加，F(xiàn)SBB將工作于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，限制了開(kāi)關(guān)頻率及效率的提升。據(jù)此，本文提出FSBB變換器的變頻軟開(kāi)關(guān)的控制策略。FSBB軟開(kāi)關(guān)工作波形如圖9所示。其開(kāi)關(guān)管切換的等效電路如圖10所示。

2.1 FSBB軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件

假設(shè)在in＞o的情況下，結(jié)合圖9和圖10，說(shuō)明FSBB的軟開(kāi)關(guān)實(shí)現(xiàn)條件。

圖9 FSBB軟開(kāi)關(guān)工作波形示意圖

圖10 開(kāi)關(guān)管切換的等效電路

開(kāi)關(guān)模態(tài)0[0,1)之前，對(duì)應(yīng)圖10a：開(kāi)關(guān)管Q1和Q4同時(shí)開(kāi)通，電感兩端電壓為in，電感電流i線(xiàn)性上升。0時(shí)刻電感電流過(guò)0，之后i正向流動(dòng)。

開(kāi)關(guān)模態(tài)1 [1,2]，對(duì)應(yīng)圖10b：1時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管Q4關(guān)斷，此時(shí)電感電流正向流動(dòng)。在死區(qū)時(shí)間內(nèi)i對(duì)結(jié)電容3完成放電，對(duì)結(jié)電容4完成充電。忽略電感電流變化，以圖示的電感電流值I1作為充放電電流，那么這段時(shí)間內(nèi)，3和4上的電壓可以表示為

開(kāi)關(guān)模態(tài)2[2,3]，對(duì)應(yīng)圖10c：2時(shí)刻之前，3放電完全，使得體二極管VD3正向?qū)?，將開(kāi)關(guān)管Q3的漏源極電壓鉗位至0。2時(shí)刻Q3的驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通，此時(shí)Q3為零電壓開(kāi)通（Zero Voltage Switching, ZVS）。然后Q1和Q3處于同時(shí)導(dǎo)通狀態(tài)，此時(shí)兩橋臂中點(diǎn)電壓分別為in和o，電感電壓為in-o，i線(xiàn)性增加。

開(kāi)關(guān)模態(tài)3[3,4]，對(duì)應(yīng)圖10d：3時(shí)刻，開(kāi)關(guān)管Q3開(kāi)通，此后正向流動(dòng)。忽略電感電流變化，以圖示的電感電流值2作為充放電電流，在這段時(shí)間內(nèi)，1和2上的電壓可以表示為

開(kāi)關(guān)模態(tài)4[4,5]，對(duì)應(yīng)圖10e：4時(shí)刻2放電完全，使得體二極管VD2正向?qū)?，將電壓鉗位至0，此時(shí)Q2為零電壓開(kāi)通。Q2和Q3同時(shí)導(dǎo)通，Buck單元中點(diǎn)電壓A為0，Boost單元中點(diǎn)電壓B為o，電感電壓為-o，線(xiàn)性減小。

開(kāi)關(guān)模態(tài)5[5,6]，對(duì)應(yīng)圖10f：5時(shí)刻，關(guān)斷開(kāi)關(guān)管Q3，此時(shí)電感電流反向流動(dòng)，i完成對(duì)結(jié)電容3充電的同時(shí)，完成對(duì)4放電。

開(kāi)關(guān)模態(tài)6[6,7]，對(duì)應(yīng)圖10g：6時(shí)刻4放電完全，使得體二極管VD4正向?qū)?，此時(shí)Q4零電壓開(kāi)通。開(kāi)關(guān)管Q2和Q4同時(shí)開(kāi)通時(shí)，電感經(jīng)Q2、Q4形成回路，保持不變。

開(kāi)關(guān)模態(tài)7[7,8]，對(duì)應(yīng)圖10h：這段時(shí)間內(nèi)，電感電流為負(fù)，同時(shí)向結(jié)電容1放電，向2充電。8時(shí)刻，1電壓為0，2電壓為in。

之后FSBB進(jìn)行下一個(gè)開(kāi)關(guān)周期的變換。in≤o的情況與上述分析類(lèi)似，這里不再贅述。

基于以上分析可見(jiàn)，F(xiàn)SBB實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的條件為：在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，電感電流完成對(duì)結(jié)電容的充放電，使結(jié)電容兩端電壓降至零電壓。

因此，在關(guān)斷Q1、Q4時(shí)，希望電感電流i正向流動(dòng)，結(jié)電容完成充放電且VD2和VD3自然導(dǎo)通后，開(kāi)通Q2和Q3，由此Q2和Q3即能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。在關(guān)斷Q2、Q3時(shí)，希望電感電流i反向流動(dòng)，結(jié)電容完成充放電且VD1和VD4自然導(dǎo)通后，開(kāi)通Q1和Q4，由此Q1和Q4即能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通。因此，F(xiàn)SBB要實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，需滿(mǎn)足

式中，dead為死區(qū)時(shí)間；Q1～Q4為開(kāi)關(guān)管Q1～Q4開(kāi)關(guān)時(shí)刻流經(jīng)開(kāi)關(guān)管的電流值，此時(shí)的電流即為電感電流瞬時(shí)值i。假設(shè)結(jié)電容1=2=3=4=oss。由此可得電感電流絕對(duì)值I的范圍為

式中，為FSBB四個(gè)開(kāi)關(guān)管Q1～Q4實(shí)現(xiàn)ZVS所需的電感電流瞬時(shí)值的絕對(duì)值。

定頻控制不同負(fù)載下電感電流波形如圖11所示，開(kāi)關(guān)管Q1、Q4實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)需要電感電流為負(fù)。但在現(xiàn)有控制方式下，一方面電感電流平均值將隨著負(fù)載的增加而增大，min也會(huì)隨之增大為正，F(xiàn)SBB在負(fù)載較大時(shí)將無(wú)法實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)；另一方面，當(dāng)負(fù)載減小時(shí)，電感電流min1將會(huì)過(guò)小，此時(shí)Q1和Q4雖然能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，但電感電流的脈動(dòng)得不到控制，因此脈動(dòng)仍然較大，導(dǎo)致變換器的導(dǎo)通損耗增加。

圖11 定頻控制不同負(fù)載下電感電流波形

2.2 FSBB變頻軟開(kāi)關(guān)控制策略

為保證Q1、Q4開(kāi)通之前電感電流為負(fù)，本文提出一種變頻控制策略。如圖12所示，當(dāng)負(fù)載較重時(shí)，電感電流較大，變換器開(kāi)關(guān)周期s1較大，開(kāi)關(guān)頻率s1較低；當(dāng)負(fù)載減輕時(shí)，電感電流降低，變換器開(kāi)關(guān)周期s2較小，開(kāi)關(guān)頻率s2較高。通過(guò)變頻控制使電感電流最小值過(guò)負(fù)且滿(mǎn)足式（23），就能保證FSBB在實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的同時(shí)減小開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗。下文將對(duì)該控制策略進(jìn)行具體分析。

圖12 變頻控制不同負(fù)載下電感電流的波形

圖13為四管Buck-Boost變換器在Buck模式下的主要波形。

圖13 Buck模式下FSBB變換器的主要波形

在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)Q1的導(dǎo)通時(shí)間為1s，此時(shí)Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通，電感兩端的電壓為in-o，電感電流上升。由此可得電感電流脈動(dòng)和電壓的關(guān)系為

經(jīng)過(guò)變換，得到頻率與電壓、脈動(dòng)值的關(guān)系式為

將式（26）代入式（25）得到頻率的表達(dá)式為

同理，根據(jù)電感電流與輸入輸出電壓的關(guān)系，能夠得到Boost模式下開(kāi)關(guān)頻率的表達(dá)式為

FSBB工作于改進(jìn)型Buck-Boost模式時(shí)，in與o接近，此時(shí)1與1-2的比值接近于1。為了獲得更大的直接功率傳輸比，希望Q1和Q3同時(shí)導(dǎo)通時(shí)間盡可能長(zhǎng)，因此希望1和1-2都盡可能接近于1，由此容易得到2＜1，即1為接近于1的固定值，且2＜（如圖4和圖5所示），不會(huì)出現(xiàn)2＞（如圖6所示）的應(yīng)用情況。由圖4和圖5可見(jiàn)，此時(shí)電感電流始終保持三段式。

為了便于分析，圖14給出2＜1-情況下FSBB能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS的主要的波形。

圖14 d2＜1-D時(shí)FSBB變換器主要電壓電流波形

由圖14可得，在2s和(1-2)s時(shí)間段內(nèi)，電感電流與輸入輸出電壓之間的關(guān)系為

當(dāng)Q3導(dǎo)通時(shí)輸出電流與電感電流相等；當(dāng)Q3關(guān)斷時(shí)輸出電流為0。因此輸出電流的平均值o與電感電流之間的關(guān)系為

結(jié)合式（29）～式（31），可得在改進(jìn)型Buck-Boost模式下開(kāi)關(guān)頻率和電感電流最小值的關(guān)系為

在改進(jìn)型三模式控制下，可由輸入輸出電壓關(guān)系確定FSBB的工作模式。用兩主功率管的占空比控制輸出電壓。由式（27）、式（28）、式（32）可見(jiàn)，在各工作模式下均可采用開(kāi)關(guān)頻率這一自由度來(lái)控制電感電流的最小值min，使min為能夠保證FSBB實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)條件下的最小電感電流。在Buck模式和Boost模式，采用該控制策略所得的脈動(dòng)量ΔI為實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的最小脈動(dòng)值，因此變換器的開(kāi)關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗均能大幅減小。另外，在優(yōu)化變頻范圍方面，改進(jìn)型三模式控制也具有顯著優(yōu)勢(shì)。

2.3 改進(jìn)型三模式控制的變頻范圍研究

不同的工作模式采用變頻控制策略時(shí)，電感電流平均值和脈動(dòng)不同，頻率的變化范圍差異也較大。

由圖2和圖3對(duì)比可見(jiàn)，單模式控制策略下，電感電流的平均值和脈動(dòng)約為兩模式控制的2倍。因此，若在此基礎(chǔ)上采用變頻方式來(lái)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，則電感電流的脈動(dòng)將會(huì)進(jìn)一步提升，從而進(jìn)一步增大導(dǎo)通損耗，不利于變換器效率的提升。

兩模式控制下變換器主要工作于Buck模式和Boost模式，其開(kāi)關(guān)頻率與電感電流的關(guān)系與式（27）、式（28）相同。

傳統(tǒng)的三模式控制下，輸入電壓與輸出電壓接近時(shí)，F(xiàn)SBB工作于傳統(tǒng)Buck-Boost模式。在Buck-Boost模式下，也可以得到電感電流最小值與開(kāi)關(guān)頻率之間的關(guān)系為

為保證FSBB全電壓范圍內(nèi)均能夠?qū)崿F(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，則需要在整個(gè)電壓范圍內(nèi)選擇電感電流最小值min最高點(diǎn)，設(shè)計(jì)四管Buck-Boost變換器的電感值，使得FSBB在該處的工作頻率為最低頻率時(shí)，min仍能保證實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。

為優(yōu)化頻率變化范圍，并且保證FSBB在全電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，選擇輸入電壓in為110V時(shí)的頻率為最低頻率來(lái)設(shè)計(jì)電感。采用相同設(shè)計(jì)規(guī)則，以in為110V時(shí)的開(kāi)關(guān)頻率為基準(zhǔn)值進(jìn)行標(biāo)幺化，以輸入電壓in和輸出電壓o為自變量，分別繪制兩模式、傳統(tǒng)三模式和改進(jìn)型三模式的頻率變換范圍的三維圖，如圖15所示。為便于理解與分析，圖16亦同時(shí)給出了300W滿(mǎn)載時(shí)，以in為自變量的開(kāi)關(guān)頻率標(biāo)幺值曲線(xiàn)。由圖15可見(jiàn)，以上三種控制策略下，隨著負(fù)載減小，開(kāi)關(guān)頻率均相應(yīng)提升，但頻率變化趨勢(shì)基本一致；而由圖15及圖16可見(jiàn)，隨著輸入電壓的變化，以上三種控制策略?xún)H中間模式的變頻變化范圍差異較大，詳細(xì)分析如下：

圖15 不同控制策略下fs*與Vin、Po的關(guān)系曲線(xiàn)

圖16 不同控制策略下滿(mǎn)載時(shí)fs*曲線(xiàn)

（1）兩模式控制下，在圖15所示的電壓和負(fù)載區(qū)間內(nèi)，F(xiàn)SBB開(kāi)關(guān)頻率最大值為基準(zhǔn)頻率的2.17倍，最小值為0。這是因?yàn)樵趦赡Ｊ娇刂葡?，輸入電壓與輸出電壓越接近，電感電流的脈動(dòng)則越接近于0，通過(guò)改變開(kāi)關(guān)頻率來(lái)保證電感電流最小值過(guò)負(fù)，則必然會(huì)存在開(kāi)關(guān)頻率趨于零的一段工作區(qū)間。

（2）傳統(tǒng)的三模式控制下，最低開(kāi)關(guān)頻率為基準(zhǔn)頻率，中間的傳統(tǒng)Buck-Boost模式本質(zhì)上是增大了電感電流的脈動(dòng)，不會(huì)出現(xiàn)開(kāi)關(guān)頻率為0的工作狀態(tài)。但由于此段工作區(qū)間內(nèi)電感電流最小值min過(guò)低，因此需要更大程度提高開(kāi)關(guān)頻率來(lái)提升min，使之維持在恰好能夠保證FSBB實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)的值附近。故其開(kāi)關(guān)頻率在滿(mǎn)載時(shí)將超過(guò)3倍基準(zhǔn)頻率，而在90 W輕載時(shí)，開(kāi)關(guān)頻率約為基準(zhǔn)頻率的6倍?？梢?jiàn)，該控制策略頻率變化范圍過(guò)大。

（3）改進(jìn)型三模式控制下，F(xiàn)SBB在圖15所示的電壓和負(fù)載范圍內(nèi)，開(kāi)關(guān)頻率標(biāo)幺值變化范圍為1(pu)～2.17(pu)。相較于兩模式控制，中間采用改進(jìn)型Buck-Boost模式，在一定程度上提升了電感電流脈動(dòng)，來(lái)保證開(kāi)關(guān)頻率不低于所設(shè)定的最低頻率，解決了輸入電壓與輸出電壓接近時(shí)頻率過(guò)低的問(wèn)題。而相較于傳統(tǒng)的三模式控制策略，改進(jìn)型的Buck-Boost模式下電感電流的脈動(dòng)大幅降低，因此電感電流最小值min不會(huì)遠(yuǎn)小于零，無(wú)需過(guò)高的開(kāi)關(guān)頻率來(lái)提升電感電流的最小值。

綜上可見(jiàn)，兩模式控制下，在in為125V時(shí)開(kāi)關(guān)頻率為0；而傳統(tǒng)的三模式控制下，開(kāi)關(guān)頻率的變化范圍過(guò)大，兩種控制策略均不利于磁性元件設(shè)計(jì)。本文在改進(jìn)型三模式的基礎(chǔ)上采用變頻控制策略來(lái)實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，能夠大幅縮小開(kāi)關(guān)頻率變化范圍，更利于開(kāi)關(guān)器件的選型以及變換器磁性元件的設(shè)計(jì)。同時(shí)，相較于傳統(tǒng)三模式控制，改進(jìn)型三模式能夠在較低的電感電流脈動(dòng)之下，解決模式切換的問(wèn)題，在保證FSBB穩(wěn)定工作的同時(shí)，提升變換器的工作效率和功率密度。

2.4 變頻控制策略的實(shí)現(xiàn)

對(duì)于所提FSBB的改進(jìn)型三模式變頻軟開(kāi)關(guān)控制策略，本文首先通過(guò)采樣輸入電壓in，并根據(jù)輸入輸出電壓關(guān)系來(lái)確定FSBB的工作模式及占空比；然后通過(guò)采樣負(fù)載電流o，來(lái)反映電感電流值；最后根據(jù)開(kāi)關(guān)頻率的表達(dá)式，再結(jié)合選定最小電感電流min，計(jì)算出所需的開(kāi)關(guān)頻率，并進(jìn)行調(diào)頻控制。本文采用數(shù)字控制結(jié)合查表法實(shí)現(xiàn)前文所提控制策略，改進(jìn)型三模式變頻軟開(kāi)關(guān)控制流程如圖17所示，具體步驟如下：

（1）DSP上電，初始化控制程序，執(zhí)行主程序。當(dāng)FSBB啟動(dòng)時(shí)，由于輸出電壓和輸入電壓均為0，此時(shí)DSP將輸出初始工作頻率和占空比。

（2）使用ePWM模塊輸出觸發(fā)ADC采樣模塊，采樣頻率與PWM頻率相同，判斷輸入電壓、輸出電壓、輸出電流的采樣值大小。若出現(xiàn)過(guò)電壓或過(guò)電流情況，則禁止ePWM模塊輸出，結(jié)束程序進(jìn)程；若未出現(xiàn)過(guò)電壓或過(guò)電流，則進(jìn)入下一步。

（3）根據(jù)輸入電壓in的采樣值判斷其工作模式，確定FSBB的工作模式后，進(jìn)入所確定工作模式的表段。

（4）根據(jù)輸入電壓和輸出電流查二維表，確定工作頻率s、占空比1和2。

（5）啟動(dòng)ePWM模塊，輸出當(dāng)前狀態(tài)所對(duì)應(yīng)的PWM信號(hào)。

（6）結(jié)合當(dāng)前標(biāo)志位Flag，選擇觸發(fā)下一周期的采樣或結(jié)束程序。

圖17 改進(jìn)型三模式變頻軟開(kāi)關(guān)控制流程

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提改進(jìn)型三模式下的變頻軟開(kāi)關(guān)控制策略，在實(shí)驗(yàn)室搭建一臺(tái)輸入電壓80～160V、輸出電壓125V、滿(mǎn)載功率為300W的原理樣機(jī)，并采用新型GaN器件實(shí)現(xiàn)高頻化和高功率密度。樣機(jī)主要參數(shù)見(jiàn)表1，原理樣機(jī)圖片如圖18所示。

圖18 原理樣機(jī)圖片

表1 樣機(jī)主要參數(shù)

Tab.1 The main parameters of the prototype

圖20 不同輸入電壓下輕載ZVS實(shí)驗(yàn)波形

圖21 不同負(fù)載下動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形

由圖21可見(jiàn)，在不同負(fù)載條件下，當(dāng)輸入電壓in由80V跳變到160V，再由160V跳變到80V，輸出電壓和電感電流的波動(dòng)很小，且均能快速恢復(fù)穩(wěn)態(tài)，說(shuō)明所提控制策略具有較好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力。

4 效率對(duì)比及損耗分析

4.1 效率曲線(xiàn)及分析

圖22所示為在負(fù)載300W和90W時(shí)，分別采用傳統(tǒng)三模式控制、改進(jìn)型三模式定頻控制、改進(jìn)型三模式變頻軟開(kāi)關(guān)控制所測(cè)得的效率曲線(xiàn)。

圖22 效率曲線(xiàn)

由于輸入電壓寬范圍變化時(shí)FSBB工作的模式不同，因此變換器的工作效率也會(huì)在較寬的范圍內(nèi)變化。以上三種控制策略下，相較于Buck模式和Boost模式而言，中間模式的電感電流脈動(dòng)均有所增加，且四個(gè)開(kāi)關(guān)管均進(jìn)行開(kāi)關(guān)動(dòng)作，因此在模式分界點(diǎn)處存在效率突變。

傳統(tǒng)三模式和改進(jìn)型三模式定頻控制下，F(xiàn)SBB工作于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，開(kāi)關(guān)損耗極大，因此工作效率較低；且硬開(kāi)關(guān)導(dǎo)致器件溫度升高，從而增大了晶體管的導(dǎo)通電阻，導(dǎo)通損耗也急劇上升。在輸入電壓in為139 ～ 160V范圍內(nèi)時(shí)，改進(jìn)型三模式定頻控制優(yōu)化了電感電流脈動(dòng)，故工作效率高于傳統(tǒng)三模式。

當(dāng)采用改進(jìn)型三模式變頻控制策略時(shí)，F(xiàn)SBB的電感電流脈動(dòng)即為能夠保證實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)條件下電感電流脈動(dòng)最小，因此其導(dǎo)通損耗??；且由于開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開(kāi)通，因此其開(kāi)關(guān)損耗大幅降低，變換器工作效率大幅提升。

綜合以上分析結(jié)合效率曲線(xiàn)可見(jiàn)，在傳統(tǒng)三模式控制下，F(xiàn)SBB整體工作效率較低，為81.1%～ 92.1%；中間模式下工作效率僅為81.1%～84.5%。在改進(jìn)型三模式定頻控制下，F(xiàn)SBB整體工作效率為88.9% ～ 92.3%；中間模式工作效率為89.6%～90.2%，改進(jìn)型Buck-Boost模式對(duì)電感電流脈動(dòng)的優(yōu)化使得中間模式工作效率提升約6%。采用改進(jìn)型三模式變頻控制時(shí)，F(xiàn)SBB的工作效率為93%～96.9%；相較于改進(jìn)型三模式定頻控制，F(xiàn)SBB實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)后工作效率進(jìn)一步提升了約4%。

為更直觀地說(shuō)明本文所提改進(jìn)型三模式變頻控制策略對(duì)變換器工作效率的提升，圖23分別給出了FSBB在三種控制策略下滿(mǎn)載工作時(shí)的熱分布圖?？梢?jiàn)，采用傳統(tǒng)控制策略時(shí)，由于FSBB工作于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，且導(dǎo)通損耗較大，故其最高工作溫度達(dá)到102.3℃；而采用改進(jìn)型三模式定頻控制策略時(shí)，雖然FSBB仍工作于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，但中間模式導(dǎo)通損耗大幅降低，故其最高溫度為82.7℃；在改進(jìn)型三模式基礎(chǔ)上采用變頻控制策略，由于此時(shí)FSBB實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，開(kāi)通損耗和導(dǎo)通損耗顯著降低，故其最高溫度大幅下降，僅為35.7℃。

4.2 損耗分析

對(duì)于FSBB，根據(jù)改進(jìn)型三模式定頻控制和改進(jìn)型三模式變頻軟開(kāi)關(guān)控制下的電感電流、各工作點(diǎn)的開(kāi)關(guān)頻率、溫度等參數(shù)，結(jié)合晶體管的特性，得到滿(mǎn)載300W時(shí)FSBB的損耗分布情況，如圖24所示。

圖24 FSBB滿(mǎn)載損耗分布對(duì)比圖

由圖24可見(jiàn)，采用變頻軟開(kāi)關(guān)控制策略后，保證主功率管均能實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，因此理論上開(kāi)通損耗on=0。器件上的損耗通常以熱的形式耗散，由于采用變頻控制實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)，晶體管的溫度大幅降低，其導(dǎo)通電阻ds(on)大幅降低，因此導(dǎo)通損耗con明顯下降。在滿(mǎn)載工作時(shí)，采用變頻控制的開(kāi)關(guān)頻率將低于500kHz，因此關(guān)斷損耗off也略小于定頻控制狀態(tài)下的值。電感上的損耗P由磁心上的鐵損和繞組上的銅損組成，在不同開(kāi)關(guān)頻率下電感磁心損耗密度不同，因此在滿(mǎn)載工作時(shí)，采用變頻控制策略電感上總損耗也較小。

傳統(tǒng)的三模式控制策略下，僅中間模式與改進(jìn)型三模式定頻控制不同，其電感電流脈動(dòng)進(jìn)一步增大，因此其在in為125V時(shí)的損耗將進(jìn)一步增大，而在in為80V和160V時(shí)的損耗均與定頻相同，這里不再重復(fù)給出。

5 結(jié)論

針對(duì)FSBB變換器，本文提出一種改進(jìn)的三模式控制策略。相較于傳統(tǒng)的三模式控制而言，在中間模式下，固定Buck單元的占空比，通過(guò)調(diào)節(jié)Boost單元占空比實(shí)現(xiàn)電壓的升降壓變換。該控制策略下，F(xiàn)SBB能夠解決模式切換對(duì)系統(tǒng)穩(wěn)定性的影響，并且能夠減小中間模式下電感電流的平均值和脈動(dòng)，降低導(dǎo)通損耗。

為了進(jìn)一步提高效率和功率密度，本文提出一種變頻軟開(kāi)關(guān)控制策略。選擇電感電流最小值為開(kāi)關(guān)管在死區(qū)時(shí)間內(nèi)剛好完成結(jié)電容充放電所需的最小電感電流值。推導(dǎo)電感電流最小值與變換器開(kāi)關(guān)頻率之間的關(guān)系，通過(guò)改變開(kāi)關(guān)頻率，能夠?qū)崿F(xiàn)對(duì)電感電流最小值的控制，使變換器在不同負(fù)載條件下均能實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)關(guān)。并對(duì)比了幾種控制策略下開(kāi)關(guān)頻率的變化范圍，闡明了改進(jìn)型三模式下變頻軟開(kāi)關(guān)的優(yōu)越性。最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證、效率對(duì)比和損耗分析，證明了所提控制策略有利于FSBB提升工作效率和功率密度。

[1] 劉俊峰, 胡仁俊, 曾君. 一種非隔離交錯(cuò)工作的高降壓比DC-DC功率變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2018, 33(20): 4763-4770.

Liu Junfeng, Hu Renjun, Zeng Jun. A non-isolated interleaved step-down DC-DC converter with high ratio[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(20): 4763-4770.

[2] 張雪垠, 徐永海, 肖湘寧. 適用于中高壓配電網(wǎng)的高功率密度諧振型級(jí)聯(lián)H橋固態(tài)變壓器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2018, 33(2): 310-321.

Zhang Xueyin, Xu Yonghai, Xiao Xiangning. A high power density resonance cascaded H-bridge solid-state transformer for medium and high voltage distribution network[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2018, 33(2): 310-321.

[3] 馮興田, 邵康, 崔曉, 等. 基于多模態(tài)切換的寬電壓增益LLC諧振變換器控制策略[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2020, 35(20): 4350-4360.

Feng Xingtian, Shao Kang, Cui Xiao, et al. Control strategy of wide voltage gain LLC resonant converter based on multi-mode switching[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(20): 4350-4360.

[4] 康小錄, 杭觀榮, 朱智春. 霍爾電推進(jìn)技術(shù)的發(fā)展與應(yīng)用[J]. 火箭推進(jìn), 2017, 43(1): 8-17, 37.

Kang Xiaolu, Hang Guanrong, Zhu Zhicun. Developmentand application of hall electric propulsion technology[J]. Journal of Rocket Propulsion, 2017, 43(1): 8-17, 37.

[5] 王建岡, 阮新波, 陳軍艷. 航空用大功率模塊電源的設(shè)計(jì)及關(guān)鍵技術(shù)應(yīng)用研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2005, 20(12): 95-100.

Wang Jiangang, Ruan Xinbo, Chen Junyan. Develo-pment of high power aviation modular power supply and research on key application technologies[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2005, 20(12): 95-100.

[6] 任小永, 唐釗, 阮新波, 等. 一種新穎的四開(kāi)關(guān)Buck-Boost變換器[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2008, 28(21): 15-19.

Ren Xiaoyong, Tang Zhao, Ruan Xinbo, et al. A novel four switch Buck-Boost converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(21):15-19.

[7] Cuk S M. Molding, analysis, and design of switching converters[D]. California: California Institute of Technology, 1977.

[8] Erickson R W, Maksimovic D. Fundamentals of power electronics[M]. Mew York: Kluwer Academic publishers, 2001.

[9] Chen J, Maksimovic D, Erickson R W. Buck-Boost PWM converters having two independently controlled switches[C]//2001 IEEE 32nd Annual Power Electronics Specialists Conference,Vancouver, BC, Canada, 2001: 736-741.

[10] 朱繼承, 蔡麗娟. 幾種新型的Buck-Boost變換器的合成[J]. 通信電源技術(shù), 2008, 25(2): 37-40.

Zhu Jicheng, Cai Lijuan. Synthesis of several novel Buck-Boost converters[J]. Telecom Power Technology, 2008, 25(2): 37-40.

[11] 姚川, 阮新波, 王學(xué)華. 寬輸入電壓范圍下隔離型全橋Boost變換器的高效率控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2012, 27(2): 1-9.

Yao Chuan, Ruan Xinbo, Wang Xuehua. High efficiency control strategy for isolated full-bridge-Boost converter suitable for wide input voltage range[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(2): 1-9.

[12] Sahu B, Rincon-Mora G A. A low voltage, dynamic, noninverting synchronous Buck-Boost converter for portable application[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2004, 19(2): 443-452.

[13] Angkititrakul S, Hu H, Liang Z. Active inductor current balancing for interleaving multi-phase Buck-Boost converter[C]//2009 Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, Washington DC, USA, 2009: 527-532.

[14] Andersen G K, Blaabjerg F. Utilizing the free running current programed control as a power factor correction technique for the two switch Buck-Boost converter[C]//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition(APEC), Anaheim, CA, USA, 2004: 1213-1219.

[15] Yao Chuan, Ruan Xinbo, Cao Weijie, et al. A two-mode control input voltage feed-forward for two-switch Buck-Boost DC-DC converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29(4): 2037-2048.

[16] Chen Chengwei, Chen Kunhung, Chen Yaowming. Modeling and controller design for a four-switch Buck-Boost converter in distributed maximum power point tracking PV system applications[C]//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition(ECCE), 2012: 1663-1668.

[17] 韋莉, 劉帥, 尤偉玉, 等. 一種新型非諧振型軟開(kāi)關(guān)交錯(cuò)并聯(lián)Boost電路[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2017, 32(3): 172-183.

Wei Li, Liu Shuai, You Weiyu, et al. A novel interleaved Boost converter with non-resonant soft-switching[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2017, 32(3): 172-183.

[18] 陳桂鵬, 陳鑾, 陶勇, 等. 基于耦合電感的零電壓開(kāi)關(guān)同步Buck變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2016, 31(1): 102-109.

Chen Guipeng, Chen Luan, Tao Yong, et al. Zero-voltage-switching synchronous Buck converter with coupled inductor[J]. Transactions of China Electrote-chnical Society, 2016, 31(1): 102-109.

[19] Rogina M R, Rodriguez A, Vazquez A, et al. Improving the efficiency of SiC-based synchronous boost converter under variable switching frequency TCM and different input/output voltage ratios[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2019, 55(6): 7757-7764.

[20] Baek J B, Choi W I, Cho B H. Digital adaptive frequency modulation for bidirectional DC-DC converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(11): 5167-5176.

[21] Konjedic T, Korosec L, Truntic M, et al. DCM-based zero-voltage switching control of a bidirectional DC-DC converter with variable switching frequency[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015, 31(4): 3273-3288.

An Improved Three-Mode Variable Frequency Control Strategy Based on Four-Switch Buck-Boost Converter

Fang Tianzhi1Wang Yuan1Zhang Huili1Zhang Yu1Sheng Shuheng1Lan Jianyu2

（1. College of Automation Engineering Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China 2. State Key Laboratory of Space Power-Sources Technology Shanghai Institute of Space Power-Sources Shanghai 200240 China）

The four-switch Buck-Boost converter has the advantages of fewer passive components, low voltage stress of switches, the same polarity of input voltage and output voltage, and more freedom of control. And it is very suitable for pre-regulators with wide input voltage. In this paper, an improved three-mode control strategy is proposed to optimize the intermediate mode of the traditional three-mode control, which can reduce the conduction loss and improve the efficiency of FSBB. To further increase power density and reduce the switching loss and electromagnetic interference caused by high-frequency hard switching, this paper proposes a variable frequency control strategy to achieve soft switching in the full voltage range. Analysis shows that the improved three-mode control can optimize the frequency conversion range, so it has a good fit with the variable frequency soft switching control. A prototype with input 80～160V and output 125V/300W was developed in the laboratory to verify the correctness of the proposed control strategy. Through efficiency comparison and loss analysis, it is proved that the proposed control strategy is beneficial to FSBB to achieve high efficiency and high power density.

Four-switch Buck-Boost, improved three-mode control, variable frequency control, soft switching, inductive current

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201549

TM 46

2020年度空間電源技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室源創(chuàng)基金和南京航空航天大學(xué)研究生創(chuàng)新基地（實(shí)驗(yàn)室）開(kāi)放基金（kfjj20190310）資助項(xiàng)目。

2020-11-23

2020-12-28

方天治 男，1977年生，博士，副教授，研究方向?yàn)榇⒙?lián)組合逆變器、并網(wǎng)逆變器、電力電子系統(tǒng)集成。E-mail：fangtianzhi@126.com（通信作者）

王 愿 女，1996年生，碩士研究生，研究方向?yàn)楦哳l變換器及其軟開(kāi)關(guān)技術(shù)、電力電子系統(tǒng)集成。E-mail：yuan_wang158@126.com

（編輯 郭麗軍）