劉 敬,陳振華,王建如

(南京信息工程大學 電子與信息工程學院 電子信息技術與裝備研究院,江蘇 南京 210044)

毫米波輻射計是一種被動式遙感設備,可以全天候、全時段工作[1],并與可見光、紅外遙感形成互補。從二十世紀五六十年代起,各類地基、空基、天基平臺的毫米波輻射計逐漸裝備,并在地球觀測、大氣遙感、射電天文和安全篩查等領域獲得廣泛運用[2-7]。根據工作原理的差異,毫米波輻射計主要分為全功率輻射計、迪克式(Dicke)輻射計、零平衡式輻射計、自動增益控制輻射計等相關型輻射計。Dicke 式輻射計通常采用單刀雙擲開關(Single Pole Double Throw,SPDT)在天線和已知負載之間來回切換輻射計的輸入信號,以減少由于放大器本身的增益和噪聲溫度波動而導致的不穩(wěn)定性。但是使用射頻開關對輻射計的靈敏度和帶寬造成了一定的限制,且系統(tǒng)結構復雜。零平衡式輻射計、自動增益控制輻射計是在Dicke 輻射計基礎上進行改進,屬于Dicke 輻射計的延伸。全功率式輻射計應用較為廣泛,其工作體制可分為直接檢波式和超外差式兩種[8]。其中,直接檢波式輻射計結構較為簡單,成本相對較低,應用范圍受到很大的局限性,而超外差式輻射計靈敏度更高并可保留原始信號相位信息,有較好的頻率選擇特性,更多應用于對性能指標要求較高的場景中。

輻射計一般由天線、射頻前端以及基帶處理單元組成,其中,射頻前端的性能對輻射計整機指標有決定性的影響。本文所研制的輻射計射頻前端工作于大氣窗口之一的77 GHz 頻段,采用超外差變頻體制。77 GHz 頻段因為受自動駕駛市場的需求驅動,各半導體廠商相繼推出了成熟的單芯片前端解決方案,具有極高的集成度和成本優(yōu)勢。但此類芯片普遍基于SiGe 工藝制造,在高頻條件下,其低噪聲性能普遍較差,無法滿足輻射計高靈敏度接收的要求。因此,為保證性能,本文采用GaAs 器件進行電路集成設計。另外,根據總體方案的要求,射頻前端需要背負于前級卡塞格倫天線饋源上,并且在滿足電性能指標的前提下,在結構上滿足小型化和輕量化的要求。因此,在設計中采取了裸芯片和微帶功能電路混合集成[9]、單模塊混合互聯封裝的設計方案。測試結果表明,所研制的輻射計射頻前端主要性能指標滿足總體指標的要求。

1 超外差式輻射計射頻前端設計

1.1 射頻前端方案設計

W 波段輻射計射頻前端采用超外差一次下變頻體制,其原理框圖如圖1 所示。

由圖1 可見,所設計前端射頻組件采用WR10 標準波導接口,以便于與前級卡塞格倫天線饋源相連接。輸入信號經波導-微帶過渡電路轉接至微帶平面電路,經兩級低噪聲放大器放大后,再與本振信號進行下變頻。下變頻采用基波混頻,本振信號由Ka 波段壓控振蕩器(VCO)經W 波段有源二倍頻后產生。為了提高集成度,低噪聲放大器、混頻器、中頻放大器、VCO、有源二倍頻器采用商用GaAs 芯片,其余功能電路基于微帶電路技術進行設計。整個鏈路的器件選型及技術指標分配如表1、表2 所示,需要說明的是,表中所列的指標參數是根據所選擇芯片的Datasheet 而定的,實際使用時因各種額外損耗,實際指標通常會比理論值偏低,在設計時要保留足夠的設計余量。

圖1 W 波段輻射計前端原理框圖Fig.1 Schematic diagram of W-band radiometer front end

表1 本振鏈路指標評估Tab.1 Performance evaluation of LO chain

表2 接收鏈路指標評估Tab.2 Performance evaluation of receiver

1.2 波導-微帶探針過渡設計

射頻前端組件的輸入采用WR10 標準波導接口,輸入信號的主傳輸模式為TE10 模,而后級的低噪聲放大、變頻、本振鏈路等都是平面集成電路,需要將波導電路中傳輸的TE10 模電磁波轉換為能夠在微帶平面電路中傳輸的準TEM 模信號。對于輻射計前端而言,探測靈敏度是一個重要的技術指標,而靈敏度的主要影響因素之一就是噪聲系數。由接收機噪聲傳輸機理可知,在低噪聲放大器之前的電路損耗將直接疊加進噪聲系數中,因此作為射頻接收鏈路最前級的波導-微帶過渡電路的設計[10]就顯得尤為重要,其插入損耗指標將直接影響整個鏈路的噪聲系數。為了降低損耗、保證精度,在設計中選取0.127 mm 厚的石英作為波導-微帶探針過渡結構的介質基片,石英探針從波導寬邊插入波導E 面進行能量耦合。在電磁仿真軟件HFSS (High Frequency Structure Simulator)中建立耦合探針的仿真模型,如圖2 所示。通過調節(jié)探針的長寬(Lp、Wp)及波導短路面的距離(Ls),可以對耦合探針的性能進行優(yōu)化。優(yōu)化后的探針耦合結構參數如表3 所示,其仿真S參數曲線如圖3 所示。可見在WR10 全波導頻段內(75～110 GHz),回波損耗小于-20 dB,插入損耗約0.2 dB,在實際所用的77 GHz 附近,回波損耗優(yōu)于-27 dB。從仿真結果來看,所設計的過渡結構性能良好,符合指標要求。

圖2 (a)探針過渡三維結構;(b)探針結構主要參數Fig.2 (a) Three dimensional structure of probe transition;(b) Main structural parameters of probe transition

表3 探針耦合結構的優(yōu)化結構參數Tab.3 Optimization of structural parameters of probe coupling structure

圖3 探針過渡結構的仿真S 參數Fig.3 Simulated S parameters of probe transition

1.3 本振源設計

超外差接收機需要本振信號與射頻信號進行下變頻,獲取中頻信號并做進一步處理。在工程實踐中,本振信號的產生有幾種方式,比如單獨的VCO 或者介質諧振器DRO,或者結合鎖相環(huán)PLL 技術實現?；阪i相環(huán)的頻率源通常具有較好的相位噪聲性能,但是需要提供外部高穩(wěn)定的參考時鐘,結構復雜,成本較高。而單獨使用VCO 雖然結構簡單、成本低,但VCO 的相位噪聲性能較差,頻率漂移現象明顯,對其實際應用造成較大的制約?；谳椛溆嫷目傮w技術指標,接收鏈路采用點頻本振,在保證頻率穩(wěn)定度的前提下,為盡可能保持電路的低成本、低復雜度、平面集成、低功耗,在設計中選取外加諧振器對VCO 輸出進行穩(wěn)頻的技術方案。在目前的技術條件下,VCO 芯片的工作頻率最高只能覆蓋至Ka 波段,而無法直接覆蓋至W 波段。因此,首先基于諧振器穩(wěn)頻的Ka 波段VCO 產生38 GHz 的基波信號,然后再經有源二倍頻至76 GHz 作為本振信號,與W 波段的射頻輸入信號進行混頻。在本振鏈路中,還需要設計相應的帶通濾波器,以對無用的雜散及諧波信號產生足夠的抑制。

1.4 穩(wěn)頻陶瓷諧振器設計

本振源設計中所選擇的VCO 型號為UMS 公司的CHV2242a,其調諧輸出頻率覆蓋38～38.5 GHz,頻偏10 kHz 處相位噪聲為-48 dBc/Hz。根據總體指標,本振信號采用點頻,因此可采取窄帶諧振器穩(wěn)頻的方式提高信號相位噪聲性能。諧振器穩(wěn)頻可以采用圓柱形的高Q值介質諧振器,也可以采用平面形中等Q值諧振器[11]。因為目前的器件技術限制,使用圓柱形介質諧振器的振蕩器(Q值通常為2000～8000),其工作頻率一般在Ku 波段以下,且外匹配電路設計復雜,集成度不高。而本設計所選擇的VCO 芯片CHV2242a 具有外部諧振器耦合端口,具備采用平面形中等Q值諧振器進行穩(wěn)頻的條件。VCO 外部穩(wěn)頻諧振器等效于一個通帶覆蓋VCO 掃頻帶寬的帶通濾波器,且在諧振頻率處,應有180°的相位翻轉,同時應與VCO 芯片中的pHEMT 振蕩管外環(huán)路參數匹配,以獲得穩(wěn)定的起振條件,并避免寄生振蕩?；谶@一設計原理,采取三線耦合諧振結構,設計了如圖4 所示的耦合線諧振電路,該諧振電路基于0.254 mm 厚的Al2O3陶瓷基片進行設計,諧振頻率通過調節(jié)耦合線的長度Lc進行調節(jié),帶寬可以通過耦合線之間的縫隙寬度Wg進行優(yōu)化,諧振器結構參數對諧振器性能的影響如圖5、圖6所示?？梢?當Lc=4.45 mm,Wg=0.35 mm 時,諧振器的諧振頻率為所需的本振基波頻率38 GHz,同時在該頻點,傳輸系數S21的相位有180°的翻轉,符合設計需求。另外在設計中需要注意,諧振器與VCO 芯片通過金絲鍵合進行互聯,鍵合所用金絲可能會在諧振耦合回路中引入額外的寄生電感,從而影響相位特性,因此在實際電路微組裝時應使得金絲的長度盡量短。

圖4 陶瓷諧振器結構示意圖Fig.4 Structure of the ceramic resonator

圖5 耦合線的長度Lc對S 參數的影響Fig.5 The influence of the length of the coupling lines (Lc) on the S parameter

圖6 耦合線的間隙寬度Wg對S 參數的影響Fig.6 The influence of the gap width between coupling lines (Wg) on the S parameter

1.5 陶瓷帶通濾波器的設計

在本振鏈路的設計中,Ka 波段的VCO 除了產生所需的基波振蕩信號之外,還會產生高次諧波。W 波段的有源二倍頻器也會有殘留諧波輸出,除了諧波之外,可能還會有一些因各種干擾產生的雜散信號。所有的這些諧雜散信號如果不加抑制,與實際使用的本振信號一起輸入下變頻器,則會在具有強非線性特征的混頻器內產生復雜的交調、互調現象,對變頻損耗及中頻頻譜造成極為不利的影響。因此,在本振鏈路中,需要使用濾波器[12]進行逐級濾波,確保對諧雜散信號形成足夠的抑制,保證實際進入混頻器的本振信號的頻譜純度。

如圖1 所示,VCO 輸出信號為38 GHz,然后經有源二倍頻器產生76 GHz 的信號作為本振提供給混頻器。因此需要在VCO 與二倍頻器之間插入一級帶通濾波器,使38 GHz 的信號低損耗通過,而對帶外信號產生足夠抑制。同理,在有源二倍頻器和混頻器之間也插入一級中心頻率76 GHz 的帶通濾波器。

帶通濾波器在設計時可選擇的帶通原型較多,在工程實踐中,需要結合技術指標、總體結構、工藝可實現性、性能可靠性等多個方面綜合考慮。這里選擇平行耦合線型帶通濾波器,同時為了保持結構緊湊性以及性能容差,采用相對介電常數9.6 的陶瓷基片以及薄膜工藝進行濾波器的設計制作。38 GHz 和76 GHz 的濾波器分別使用0.254 mm 和0.127 mm 厚度的陶瓷基片進行設計,拓撲結構及S參數仿真曲線如圖7 所示。38 GHz 濾波器采用5 階設計,其通帶為36～40 GHz,帶內插損仿真值為0.02 dB,回波損耗大于30 dB,在二次諧波處抑制為-50 dB。76 GHz 濾波器采用7 階設計,其通帶為74～80 GHz,帶內插損仿真值為0.02 dB,回波損耗大于15 dB。

圖7 38 GHz 帶通濾波器仿真S 參數Fig.7 Simulated S parameters of 38 GHz BPF

圖8 76 GHz 帶通濾波器仿真S 參數Fig.8 Simulated S parameters of 76 GHz BPF

2 實驗測試

2.1 組件裝配

基于前述方案以及功能電路的仿真,對整個射頻前端進行了布局以及互聯設計,組件使用黃銅鍍金作為結構件,所有裸芯片及平面微帶電路使用H20E 導電膠粘接于殼體正面,并加熱固化,然后通過金絲鍵合完成各個芯片以及電路之間的輸入輸出互聯。圖9所示為完成微組裝的射頻組件以及所包含的各個功能模塊。圖10 所示為嵌在組件背面的電源管理模塊,該模塊為組件中的各個器件提供電源濾波、直流偏置、加電時序保護等功能。整個射頻前端組件的尺寸為56 mm×26 mm×26 mm,與天線完成裝配的整個射頻部分如圖11 所示。

圖9 完成裝配的射頻前端電路Fig.9 The assembled circuits of the RF front end

圖10 直流偏置及時序保護電路Fig.10 DC supply and time sequence protection circuit

2.2 實驗測試

射頻前端的測試包含鏈路增益、頻譜特性、動態(tài)范圍、噪聲性能等幾個方面。測試所用儀表如表4 所示。

組件頻譜及動態(tài)范圍測試框圖如圖12。實際測試場景如圖13 所示。

圖12 鏈路頻譜特性及動態(tài)范圍測試框圖Fig.12 Schematic drawing of test setup of spectrum and dynamic range

圖13 鏈路頻譜及動態(tài)范圍測試場景Fig.13 The real test setup of spectrum and dynamic range

信號源E8267D 產生Ku 波段的激勵信號,經OML S10MS-AG 六倍頻后產生77～79 GHz 的輸出信號,該倍頻模塊輸出信號的功率在8 dBm 左右,經可調衰減器STA-60-10-D1 進行功率衰減后再輸入射頻接收組件,經組件下變頻后接至頻譜儀E4447A,在1～3 GHz 頻率范圍內對中頻信號的功率和頻譜質量進行測量。

當射頻輸入信號為77.2 GHz 時,輸出中頻信號的頻譜如圖14 所示,可見此時中頻頻率為1.2031 GHz,在200 MHz 測量帶寬范圍內,雜散抑制大于40 dBc,中頻頻率與理論值1.2 GHz 有3.1 MHz 的偏差,該偏差可通過微調VCO 的調諧電壓加以消除。

圖14 輸出中頻信號頻譜Fig.14 Spectrum of output IF signal

圖15 所示為接收組件在77 GHz 頻點上,中頻輸出功率隨輸入功率的變化關系,可以看出,組件在77 GHz 頻點上的輸入1 dB 壓縮點約為-31 dBm。接收機靈敏度可定義為:

圖15 中頻輸出功率隨輸入功率的變化關系Fig.15 The output IF power versus input RF power at 77 GHz

式中:NF 為噪聲系數;BW 為解調帶寬;SNR 為信噪比。設解調帶寬為10 kHz,噪聲系數取8 dB,檢測信噪比為6 dB 時,可計算得到接收機靈敏度為-120 dBm,此時可計算接收機的動態(tài)范圍為79 dB。

噪聲系數測試的框圖及測試場景分別如圖16 和圖17 所示。在噪聲系數測試時,采用Y 因子法,由W波段噪聲源NC5110 產生輸入白噪聲。由于預計鏈路增益會超過40 dB,為測試結果的穩(wěn)定性,在鏈路中接入一個20 dB 的波導固定衰減器,降低鏈路增益。為減小接收機輸入端駐波的影響,在接收機輸入端口之前接W 波段隔離器。在接入待測件進行測試之前,對整個測試系統(tǒng)進行校準。

圖16 鏈路噪聲系數測試框圖Fig.16 Schematic drawing of test setup of noise figure

圖17 鏈路噪聲系數測試Fig.17 The real test setup of noise figure

鏈路增益和噪聲系數測試結果如圖18 所示,在1～3 GHz 的頻帶內噪聲系數低于8.6 dB,在1.5 GHz附近噪聲系數約為5.8 dB。在測試中頻帶寬內,系統(tǒng)增益在39～43 dB 之間。對比實際測試結果以及表2 中的鏈路指標預算,可見實測結果相比理論值存在一定的衰減,這種衰減是客觀存在且無法避免的,但整體測試結果符合設計預期,能夠滿足系統(tǒng)指標要求。

圖18 鏈路增益和噪聲系數測試曲線Fig.18 Measured gain and noise figure of the RF module

本文設計的輻射計射頻前端系統(tǒng)主要參數與其他文獻中輻射計前端系統(tǒng)對比的結果如表5 所示。相較于其他文獻的方案,本文設計的系統(tǒng)更加簡單,增益較好,噪聲系數良好,系統(tǒng)直流功率處于中等水平,整個輻射計前端穩(wěn)定性能好。

表5 本文設計的超外差式輻射計與已報道輻射計的比較Tab.5 Comparison between the super-heterodyne radiometer designed in this paper and the reported radiometers

3 結論

本文提出了一種工作于E 波段的超外差式輻射計射頻前端模型,通過仿真設計各鏈路模塊達到性能要求后,最終加工出了模型系統(tǒng)的實物并進行了實測,根據仿真設計的性能指標,結合芯片手冊,首先對整體的系統(tǒng)增益和噪聲系數進行了評估,評估的噪聲系數為5.22 dB,增益為47.8 dB,由實測結果可知輻射計前端系統(tǒng)在77～79 GHz 頻率范圍內,接收鏈路的增益為(41±2) dB,在1～3 GHz 的中頻帶寬內噪聲系數低于8.6 dB,在1.5 GHz 附近噪聲系數約為5.8 dB,實現了預期設計指標。實測結果與評估結果有一定的誤差,但是在容錯范圍之內,整個系統(tǒng)達到了設計要求。與已發(fā)表文獻中的輻射計前端系統(tǒng)相比,本文設計的系統(tǒng)具有低成本、增益好、結構簡單、靈敏度高、集成度高、直流功耗低等特點。