劉文豪 姜鵬 劉鴻飛 雷華奎 江龍 胡浩

(1 中國(guó)科學(xué)院國(guó)家天文臺(tái) 北京 100101)

(2 中國(guó)科學(xué)院大學(xué) 北京 100049)

(3 中國(guó)科學(xué)院微電子研究所 北京 100029)

1 引言

為實(shí)現(xiàn)天文觀測(cè)， 射電望遠(yuǎn)鏡要求接收機(jī)噪聲性能良好， 以放大和處理微弱信號(hào). 低噪聲放大器作為接收機(jī)第1級(jí)有源器件， 實(shí)現(xiàn)對(duì)小信號(hào)進(jìn)行線性放大同時(shí)抑制后級(jí)噪聲對(duì)整機(jī)的影響， 其噪聲系數(shù)也決定了整機(jī)的噪聲性能、增益和線性度. 射電天文通常將低溫LNA用于整機(jī)的射頻前端器件，如美國(guó)國(guó)家射電天文臺(tái)(National Radio Astronomy Observatory， NRAO)的Groves等人設(shè)計(jì)了應(yīng)用于低溫的低噪聲放大器(Low Noise Amplifier，LNA)， 其在1.2-1.7 GHz頻帶內(nèi)， 15 K時(shí)平均噪聲低至4.85 K[1]. 但由于低溫接收機(jī)需要配備相應(yīng)的制冷系統(tǒng)， 增加了整機(jī)的復(fù)雜度. 一方面， 隨著近年來(lái)常溫LNA噪聲性能不斷改善， 可滿足特定需求的望遠(yuǎn)鏡觀測(cè)， 如加州理工(California Institute of Technology)的Weinreb等人設(shè)計(jì)的一款放大器，在1.4 GHz處常溫噪聲只有7 K[2]. 另一方面， 即使在制冷接收機(jī)的常溫微波電路中， 也需要大量高性能常溫放大器， 在要求具備一定低噪聲特性同時(shí)，更注重放大器的線性度、帶寬、增益等綜合特性.而常溫低噪放在設(shè)計(jì)和制作上更易兼顧上述特性，而且因其較低的系統(tǒng)復(fù)雜度以及成本優(yōu)勢(shì)， 更適用于常溫接收系統(tǒng)中的放大電路或大陣列望遠(yuǎn)鏡接收機(jī)系統(tǒng)[3].

在信噪比一定的前提下， 接收機(jī)的帶寬和噪聲為影響其靈敏度的最關(guān)鍵指標(biāo). 實(shí)現(xiàn)寬帶低噪放必然需要降低低噪放的噪聲和良好的輸入輸出匹配提高其增益， 以此減小整機(jī)的噪聲系數(shù)， 但良好的輸入匹配和噪聲相互制約， 良好的輸出共軛匹配會(huì)限制匹配帶寬， 而降低匹配網(wǎng)絡(luò)的品質(zhì)因數(shù)(quality factor， Q)值， 輸出的插損增加， 降低了輸出功率， 因此輸出匹配網(wǎng)絡(luò)需要在輸出回波損耗、線性度和帶寬之間權(quán)衡[4]. 低噪聲放大器設(shè)計(jì)需要綜合考慮噪聲系數(shù)、增益、帶寬和線性度等指標(biāo)， 以提高接收機(jī)的性能. 基于此， 本文采用兩級(jí)共源結(jié)構(gòu)， 對(duì)低噪放的匹配網(wǎng)絡(luò)、增益及其平坦度和偏置電壓等進(jìn)行研究， 設(shè)計(jì)了一款應(yīng)用于天文觀測(cè)波段的1.2-2.2 GHz的寬帶高增益低噪聲放大器，與同類LNA相比具有良好的噪聲系數(shù)、較小的輸入輸出反射系數(shù)、較寬的帶寬和較高的增益， 設(shè)計(jì)良好.

本文主要論述了1.2-2.2 GHz低噪聲放大器的原理設(shè)計(jì)、電路仿真、版圖與實(shí)物制作和測(cè)試結(jié)果分析. 首先研究晶體管器件結(jié)構(gòu)， 選擇適合本設(shè)計(jì)的偏置電壓和放大級(jí)數(shù). 然后從原理出發(fā)， 通過(guò)選取合適的偏置點(diǎn)， 良好的輸入輸出匹配， 同時(shí)考慮散熱、信號(hào)耦合等因素， 實(shí)現(xiàn)了較低的噪聲溫度和較高的增益， 相比同頻段正在使用的低噪放， 具有一定的優(yōu)勢(shì).

2 電路設(shè)計(jì)

本射頻(Radio Frequency， RF)電路設(shè)計(jì)方案采用如圖1所示的兩級(jí)級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)， 其中RFin、RFout分別為輸入與輸出信號(hào)， 第1級(jí)實(shí)現(xiàn)低噪聲和輸入匹配， 而第2級(jí)通過(guò)引入電阻電容(RC)負(fù)反饋和源極負(fù)反饋， 在改善增益平坦度和拓寬帶寬的同時(shí)， 減小額外噪聲的引入， 通過(guò)調(diào)節(jié)后級(jí)的輸入阻抗， 簡(jiǎn)化級(jí)間匹配， 極間僅需一個(gè)隔直電容， 也進(jìn)一步縮小了低噪聲放大器的大小.

圖1 低噪聲放大器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram for low noise amplifier

2.1 電路原理設(shè)計(jì)

選用Avago公司高線性度、 低噪聲系數(shù)的ATF-54143晶體管. 電路圖設(shè)計(jì)如圖2所示， 為提高增益， 低噪聲放大器采用兩級(jí)級(jí)聯(lián)放大結(jié)構(gòu)，+5 V單電源供電， 晶體管均采用自偏置分壓電路，包含RC負(fù)反饋， 輸入輸出匹配， 應(yīng)用于濾波的旁路電容和扼流電感， 其中R1、R2、R3、R4、R5、R6為分壓電阻，C1、C2、C3、C4、C5為旁路電容，L1、L2、L3、L4為扼流電感，L5、L6為源極電感，M1、M2分別為第1級(jí)和第2級(jí)晶體管，Vdd、Vin、Vout分別為供電電壓、輸入電壓、輸出電壓， 輸入匹配包括L7、C6、C7，C8為極間匹配電容， 輸出匹配包括C9、C10、L8、R7.

圖2 低噪聲放大器電路圖Fig.2 Circuit diagram for low noise amplifier

2.2 負(fù)反饋電路設(shè)計(jì)

RC負(fù)反饋耦合輸出能量到輸入端， 改善增益平坦度和后級(jí)阻抗， 簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu). 電容可阻隔直流串?dāng)_， 電阻決定反饋能量的多少[5]. 忽略晶體管內(nèi)寄生參數(shù)， 第2級(jí)負(fù)反饋放大電路對(duì)應(yīng)的小信號(hào)等效電路[6]如圖3所示， 其中Z1out為第1級(jí)輸出阻抗，Vin為輸入電壓，Iin為輸入電流，Vgs為柵源電壓，gm為跨導(dǎo)，Ls為源極電感，Rf和Cf為反饋結(jié)構(gòu)的電阻和電容，RL為負(fù)載. 經(jīng)計(jì)算可得第2級(jí)輸入阻抗Zin為:

圖3 負(fù)反饋放大電路小信號(hào)等效電路圖Fig.3 Small signal equivalent circuit diagram of negative feedback amplifier circuit

式中Zf為負(fù)反饋電阻和電容的總阻值，XL為源極電感的感抗，w為角頻率， 由(1)-(3)式可知， 源極電感Ls和反饋結(jié)構(gòu)的電容Cf、電阻值Rf影響第2級(jí)輸入阻抗. 通過(guò)調(diào)節(jié)RC負(fù)反饋和源極負(fù)反饋， 使第2級(jí)輸入阻抗與第1級(jí)輸出阻抗接近共軛， 級(jí)間僅需一個(gè)隔直電容， 極大簡(jiǎn)化了級(jí)間匹配結(jié)構(gòu)， 同時(shí)減小了級(jí)間匹配帶來(lái)的噪聲.

1.7 GHz處級(jí)間輸入輸出阻抗如圖4所示， A點(diǎn)為第1級(jí)輸出阻抗(42.7+j25.4) Ω， B點(diǎn)為無(wú)匹配的第2級(jí)輸入阻抗(9.87+j2.49)Ω，C點(diǎn)為經(jīng)過(guò)RC負(fù)反饋和源極負(fù)反饋調(diào)節(jié)的后級(jí)輸入阻抗(26.6-j0.05)Ω， 可以看出級(jí)間匹配得到很大改善. D點(diǎn)為加入隔直電容的后級(jí)輸入阻抗(26.6- j37.9) Ω， 級(jí)間輸入輸出回波損耗大于10 dB， 滿足匹配需求.

圖4 極間輸入輸出阻抗圖(頻率: 1.7 GHz)Fig.4 Interelectrode input and output impedance diagram(frequency: 1.7 GHz)

2.3 噪聲與輸入共軛匹配

通過(guò)調(diào)整偏置電路各阻值大小， 對(duì)ATF-54143晶體管在2 GHz處不同靜態(tài)工作點(diǎn)下展開研究， 仿真結(jié)果如圖5所示， 其中S21Vds表示不同漏源電壓對(duì)增益影響， NFVds表示不同漏源電壓對(duì)噪聲影響， 從仿真結(jié)果可以看出， 漏源電壓Vds的增加對(duì)噪聲系數(shù)(Noise figure，NF)和增益S21略有改善，而當(dāng)漏源電流Ids= 70 mA時(shí)， 噪聲系數(shù)和增益都處于良好的水平， 繼續(xù)上升會(huì)增加電路功耗， 且改善的電路性能有限. 因此電路第1級(jí)可選取Ids= 70 mA附近的靜態(tài)電流以實(shí)現(xiàn)低噪聲系數(shù)和高增益， 而第2級(jí)則適當(dāng)降低偏置選取Ids= 45 mA附近的靜態(tài)電流， 達(dá)到降低整個(gè)電路直流功耗的效果.

圖5 Vds對(duì)增益、噪聲性能影響(頻率: 2 GHz)Fig.5 The effect of Vds on gain and noise performance(frequency: 2 GHz)

輸入匹配旨在實(shí)現(xiàn)頻帶內(nèi)最佳噪聲系數(shù)匹配的同時(shí)實(shí)現(xiàn)良好的增益匹配，基于寬帶匹配的考量，采用T型匹配網(wǎng)絡(luò)[4，7]對(duì)噪聲優(yōu)先進(jìn)行匹配. 圖6-7為1.7 GHz處匹配前后等噪聲圓(Constant noise circle)和等增益圓(Gain circle)對(duì)比，其中Z0為特征阻抗， m1為最小噪聲點(diǎn)， m2為最大增益點(diǎn)， 結(jié)果顯示匹配后的最佳噪聲和最佳增益阻抗更接近50 Ω，但此處的阻抗仍無(wú)法滿足輸入反射系數(shù)S11小于-10 dB的設(shè)計(jì)需求. 因此在T型匹配網(wǎng)絡(luò)的基礎(chǔ)上引入了Ls， 對(duì)輸入阻抗作進(jìn)一步優(yōu)化. 事實(shí)上， 柵極第1級(jí)輸入阻抗Zin1為:

圖6 輸入匹配前等噪聲圓和等增益圓Fig.6 Constant noise and gain circles before input matching

圖7 輸入匹配后等噪聲圓和等增益圓Fig.7 Constant noise and gain circles after input matching

圖8 1.2-2.2 GHz不同匹配的輸入阻抗Fig.8 1.2-2.2 GHz input impedance with different matching

2.4 寬帶匹配網(wǎng)絡(luò)分析

輸出匹配主要實(shí)現(xiàn)良好的輸出回波損耗， 達(dá)到傳輸功率最大化的目的. 但對(duì)于寬帶LNA來(lái)說(shuō)， 一方面， 由于晶體管寄生電容帶來(lái)的增益滾降問(wèn)題，無(wú)損耗的匹配網(wǎng)絡(luò)難以滿足帶寬內(nèi)對(duì)增益平坦度的需求; 另一方面， 無(wú)損網(wǎng)絡(luò)匹配需要在反射系數(shù)和寬帶之間進(jìn)行折中， 難以實(shí)現(xiàn)寬帶內(nèi)的良好匹配. 基于此， 本文提出有損匹配網(wǎng)絡(luò)， 通過(guò)調(diào)節(jié)RC，給出適用于設(shè)計(jì)頻帶內(nèi)的輸出匹配網(wǎng)絡(luò).

Bode-Fano準(zhǔn)則指出， 帶寬和反射系數(shù)在給定負(fù)載時(shí)， 兩者相互限制， 其原理為: 一定帶寬內(nèi)無(wú)損匹配網(wǎng)絡(luò)能實(shí)現(xiàn)的最小反射系數(shù)有限. 圖9給出負(fù)載為RC型的Bode-Fano準(zhǔn)則示意圖， 其表達(dá)式為:

圖9 RC型負(fù)載的Bode-Fano準(zhǔn)則Fig.9 Bode-Fano criterion with RC load

保持L值不變， 通過(guò)控制變量法， 圖11-12給出不同R和C值下的低頻增益壓縮情況. 圖11為電容等于3 pF， 低頻增益隨著R增加衰減明顯， 高頻增益幾乎不變; 圖12給定電阻75 Ω， 電容小于3 pF時(shí)，低頻增益隨容值增大而下降， 電容大于3 pF時(shí)， 低頻增益隨容值增大而增大， 高頻增益變化平緩， 受電容影響較小. 因此， 通過(guò)調(diào)節(jié)R、C能夠滿足對(duì)設(shè)計(jì)頻帶增益坦度的需求. 這里選擇R= 75 Ω，C=3 pF作為本次設(shè)計(jì)的參數(shù).

圖10 壓縮網(wǎng)絡(luò)的增益響應(yīng)Fig.10 The gain response of the compressed network

圖11 C = 3 pF時(shí)不同阻值下的增益Fig.11 The gain under different resistances at C = 3 pF

圖12 R = 75 Ω時(shí)不同電容值下的增益Fig.12 The gain under different capacitance values at R = 75 Ω

3 版圖設(shè)計(jì)與聯(lián)合仿真

版圖采用介質(zhì)板厚為1.524 mm的Rogers 4350B兩層印制電路板(Printed Circuit Board，PCB)基板， 如圖13所示， 版圖通過(guò)緊湊有序的放置微帶線位置， 可有效減小版圖面積， 提高空間利用率， 設(shè)計(jì)小而密的接地孔， 有利于增加散熱， 并對(duì)減小諧振和降低噪聲起到一定作用. 通過(guò)電路與版圖聯(lián)合仿真， 在保證穩(wěn)定性前提下實(shí)現(xiàn)了如圖14-16的仿真結(jié)果. 圖14為散射參數(shù)(Scatter參數(shù)， S參數(shù))仿真結(jié)果， 在1.2-2 GHz范圍內(nèi)整體實(shí)現(xiàn)增益S21大于30 dB， 輸入反射系數(shù)S11和輸出反射系數(shù)S22均小于-10 dB，圖15為噪聲仿真結(jié)果，可看出噪聲溫度小于40 K， 仿真性能良好. 圖16為穩(wěn)定性因子(Stability factor)仿真結(jié)果， 穩(wěn)定性因子遠(yuǎn)大于1，頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)絕對(duì)穩(wěn)定.

圖13 低噪聲放大器電路版圖Fig.13 The layout of low noise amplifier

圖14 S參數(shù)仿真結(jié)果Fig.14 The simulation results of S parameter

圖15 噪聲溫度仿真結(jié)果Fig.15 The simulation results of noise temperature

圖16 穩(wěn)定性因子仿真結(jié)果Fig.16 The simulation results of stability factor

4 測(cè)試結(jié)果分析

低噪聲放大器實(shí)物圖如圖17所示， 電路元件緊湊， 包含旁路電容可用作濾除雜波，Vdd通過(guò)金屬線引出連接電源.

圖17 低噪聲放大器實(shí)物圖Fig.17 Physical diagram of low noise amplifier

電路通過(guò)+5 V單電源供電， 使用Keysight N5232B矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀和Keysight 8974 A噪聲分析儀對(duì)相關(guān)性能指標(biāo)進(jìn)行測(cè)量， 測(cè)試結(jié)果如圖18-19. 圖18為S參數(shù)測(cè)試結(jié)果， 在1.2-2.2 GHz范圍內(nèi)，增益大于30 dB， 輸入輸出反射系數(shù)均小于-10 dB，平坦度為±1.5 dB; 圖19為噪聲溫度測(cè)試結(jié)果， 噪聲保持在47 K左右. 噪聲分析儀測(cè)試結(jié)果中存在明顯起伏的為射頻干擾， 其中1.46 GHz處噪聲不同時(shí)段測(cè)試有明顯變化， 推測(cè)為個(gè)人電子設(shè)備產(chǎn)生的時(shí)變干擾信號(hào); 1.8-1.9 GHz噪聲主要來(lái)源于4G網(wǎng)絡(luò)FDD-LTE頻段3 (下行頻段1805-1880 MHz)和TDD-LTE頻段39 (1880-1920 MHz);2.1-2.17 GHz噪聲主要來(lái)源于4G網(wǎng)絡(luò)FDD-LTE頻段1 (下行頻段2110-2170 MHz); 2.31-2.35 GHz噪聲主要來(lái)源于4G網(wǎng)絡(luò)TDD-LTE頻段40 (2300-24000 MHz).

圖18 S參數(shù)測(cè)試結(jié)果Fig.18 The test results of S parameter

圖19 噪聲溫度測(cè)試結(jié)果Fig.19 The test results of noise temperature

測(cè)試結(jié)果顯示在1.2-2.2 GHz的增益和回波損耗一致性吻合良好， 且S11在高頻有一定程度的改善， 這主要是由于輸入匹配連接的微帶線和源級(jí)微帶線的寄生所致， 使得電路Q值變低， 帶寬增加. 匹配在高頻的改善優(yōu)化了增益平坦度.

圖20為噪聲溫度仿真與實(shí)測(cè)圖， 在設(shè)計(jì)頻段內(nèi)， 測(cè)試噪聲溫度相比于仿真平均增加20 K. 一方面， 由于輸入微帶線寄生、輸入匹配元件的Q值不高和焊接等原因會(huì)增加額外的噪聲; 另一方面， 版圖電磁仿真無(wú)法完全模擬真實(shí)PCB板電磁環(huán)境. 但噪聲整體的一致性較好， 驗(yàn)證了設(shè)計(jì)的合理性.

圖20 噪聲溫度仿真與實(shí)測(cè)圖Fig.20 The simulation and test results of noise temperature

輸出功率與增益壓縮關(guān)系如圖21所示， 輸出功率大于11 dBm時(shí)， 增益快速下降. 輸出1 dB壓縮點(diǎn)均大于11.3 dBm.

圖21 輸出功率與增益壓縮圖Fig.21 The diagram of output power and gain compression

LNA設(shè)計(jì)通常是各個(gè)指標(biāo)之間的折中考量，表1給出了與部分文獻(xiàn)中設(shè)計(jì)的LNA[8-15]及商用芯片ZX60-P162LN+的性能對(duì)比結(jié)果， 分別對(duì)比了增益(Gain)、增益平坦度(Gain flatness)、輸入反射系數(shù)(S11)、輸出反射系數(shù)(S22)、隔離度(S12)、噪聲系數(shù)(NF)、輸出1 dB壓縮點(diǎn)(P1dB)、功率(PDC)、工藝(technology)和封裝(Package). Kulyk等[8]的低噪放設(shè)計(jì)可用于平方公里陣(Square Kilometre Array， SKA)， 其增益、噪聲、線性度性能較好， 但輸入回波損耗和帶寬一般. Kulatunga等[13]的低噪放研究用于Dominion Radio Astrophysical Observatory天線陣列的升級(jí)， 其增益、噪聲性能良好， 但帶寬僅有400 MHz， 輸入回波損耗較差. Belostotski等[14]的低噪放適用于Canadian Large Adaptive Reflector (CLAR)射電望遠(yuǎn)鏡， 噪聲性能好， 功耗低且面積小， 但犧牲了線性度.Cuadrado-Calle等[15]中設(shè)計(jì)的低噪放整體性能較好， 可用于Yebes Observatory Ka波段接收機(jī)或大天線陣列中. 可以看出， 文獻(xiàn)中放大器設(shè)計(jì)各有特點(diǎn)， 本文設(shè)計(jì)的LNA在具備較低噪聲特性的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)了更寬頻帶的高增益、低噪聲和良好回波損耗， 與同類低噪放相比， 具有一定的優(yōu)勢(shì).

表1 本文與其他文獻(xiàn)中的低噪聲放大器主要參數(shù)對(duì)比Table 1 Comparison of main parameters of LNA in this paper with others

5 總結(jié)

1.2-2.2 GHz是射電天文的一個(gè)重要觀測(cè)頻段，涵蓋了中性氫、脈沖星、分子譜線等觀測(cè). 為改善該頻段接收機(jī)噪聲， 研制了一款性能良好的低噪聲放大器. 電路通過(guò)+5 V單電源供電， 第2級(jí)采用RC反饋和源極負(fù)反饋優(yōu)化后級(jí)輸入阻抗， 級(jí)間僅需一個(gè)隔直電容， 簡(jiǎn)化了電路的同時(shí)減小了噪聲. 并引入RC有損輸出匹配網(wǎng)絡(luò)， 實(shí)現(xiàn)高增益、低噪聲、良好回波損耗和較為平坦的寬帶LNA設(shè)計(jì). 測(cè)試表明在設(shè)計(jì)頻段增益大于30 dB， 輸入輸出回波損耗均大于10 dB， 平均噪聲溫度為47 K， 輸出1 dB壓縮點(diǎn)大于11.3 dBm. 最終的測(cè)試與仿真吻合良好， 達(dá)到預(yù)期目標(biāo)， 后期考慮現(xiàn)場(chǎng)設(shè)備維護(hù)期間進(jìn)行實(shí)際安裝測(cè)試.

致謝 感謝FAST (Five-hundred-meter Aperture Spherical radio Telescope)運(yùn)行與發(fā)展中心實(shí)驗(yàn)室提供的實(shí)驗(yàn)條件.