劉瑞華 李 銀 鄒 玲

（1.中國民航大學電子信息與自動化學院，天津 300300；2.中國民航大學民航航空器適航審定技術重點實驗室，天津 300300）

1 引言

為緩解目前L頻段衛(wèi)星導航信號擁擠的問題，世界無線電通信大會（World Radio Communications Conference，WRC）于2000年，將C頻段的5010 MHz～5030 MHz（Cn頻段）分配給了衛(wèi)星導航下行鏈路信號使用。C頻段導航信號的應用對衛(wèi)星星上載荷要求過高，導致Cn頻段衛(wèi)星導航一度不被看好。隨著近年陣列天線等技術日益成熟并得到普遍應用，再加上Cn 頻段信號本身具有優(yōu)秀的抗電離層延遲以及抗多路徑性能，Cn頻段作為很有潛力的衛(wèi)星導航候選頻段又引起了國內(nèi)外學者的關注。

此前，歐洲Galileo 系統(tǒng)研究小組對Cn 頻段的研究較為深入，并就該頻段衛(wèi)星導航信號調(diào)制方式給出建議［1］。中國科學院國家授時中心的盧曉春等人對C 頻段衛(wèi)星導航信號的設計展開了研究，由中國科學院自主研發(fā)和應用的中國區(qū)域定位系統(tǒng)（China Area Positioning System，CAPS）是一種基于同步軌道（GEO）衛(wèi)星的轉發(fā)式衛(wèi)星導航系統(tǒng)，非常適于承載Cn 頻段衛(wèi)星導航可行性相關試驗［2］。Cn頻段上邊帶的5030 MHz～5091 MHz 已由國際標準的微波著陸系統(tǒng)（Microwave Landing System，MLS）主用，Cn頻段衛(wèi)星導航與MLS業(yè)務之間的電磁兼容性測試與分析，成為標準化應用Cn頻段導航信號計劃中必須解決的最關鍵問題之一［3］。

為了保證MLS作為精密進近引導設備的正常服務，國際民航組織（International Civil Aviation Organization，ICAO）以及國際電信聯(lián)盟（International Telecommunication Union，ITU）對其制定了明確的保護準則，即規(guī)定落在MLS 頻帶內(nèi)的功率通量密度（Power flux-density，PFD）不超過相關閾值［4-5］。依據(jù)此標準，上海交通大學的牛滿倉［6］、劉美紅［7］等人計算了采用不同調(diào)制方式的GNSS 信號的PFD；而關于MLS信號對衛(wèi)星導航信號的干擾評估，一般首先考慮干擾信號與期望信號的頻譜兼容性，國內(nèi)尚未有相關研究論文發(fā)表。基于干擾場景的建立，本文采用基于譜分離系數(shù)（Spectral Separation Coefficient，SSC）的等效載噪比方法，結合空間鏈路衰減模型，分析計算了MLS信號對Cn頻段衛(wèi)星導航信號的干擾情況，并給出避免有害干擾的所需分離距離，為Cn頻段衛(wèi)星導航信號及接收機的設計與地面站選址提供依據(jù)。

2 系統(tǒng)特性及參數(shù)

2.1 MLS及其信號體制

MLS 是一種基于時基波束掃描原理的精密進近著陸系統(tǒng)，被ICAO 采納，主要為民用機場和空軍基地提供全天候，甚至惡劣氣象條件下的進近著陸服務。采用空中導出數(shù)據(jù)方法的MLS，由地面設備和機載設備組成，地面設備在其信號覆蓋扇區(qū)內(nèi)播發(fā)引導信號，位于覆蓋扇區(qū)內(nèi)的任意一架搭載了MLS 機載設備的飛機都能接收到引導信號，從而獲得自身的位置信息。圖1為典型的MLS設備布局以及數(shù)據(jù)傳輸鏈路示意。

由圖1 可知，典型的MLS 地面設備布局包括方位臺、仰角臺以及精密測距機。方位臺與仰角臺工作在5030 MHz～5091 MHz 頻段內(nèi)的200 個頻道上，時分播發(fā)帶有同步等信息的差分相移鍵控（Differential Phase Shift Keying，DPSK）數(shù)據(jù)字信號以及用于飛機確定自身角位置的掃描信號，距離信息由工作在960～1215 MHz的精密測距機提供［8］。

MLS 的DPSK 數(shù)據(jù)字信號采用ICAO 規(guī)定的編碼規(guī)則，碼率為15625 Hz，其功率譜與一般DPSK 信號一致。MLS 掃描信號由陣列天線賦形形成，掃描天線方向圖的3 dB波束寬度記為BW（對于方位天線一般采用1°、2°或3°，視跑道長度而定），在僅考慮主瓣的情況下，掃描天線方向圖可采用式（1）所示的高斯鐘形脈沖建模

式中：k=2ln2，θ為角度。

由于機載端接收到的“往”、“返”掃描信號的包絡與高斯信號形狀一致，將接收機接收“往”、“返”掃描脈沖包絡看作掃描天線方向圖在時間軸上的體現(xiàn)［9］，結合MLS 掃描信號測角原理，可得掃描信號的時域表達式為

式中：v為波束掃描速率，對于方位引導信號一般20°/ms；則k取2ln2，BW取值為3°。若飛機出現(xiàn)在相對跑道32°，方位天線掃描范圍±62°，工作頻點為5031 MHz的一對“往”、“返”掃描信號歸一化功率譜如圖2所示。

2.2 衛(wèi)星導航系統(tǒng)及其信號體制

作為衛(wèi)星導航信號的最底層，載波以及載波頻率的選擇直接影響導航服務的性能。衛(wèi)星導航信號載頻必須為時鐘基準頻率1.023 MHz 的整數(shù)倍，為了給相鄰頻帶主用系統(tǒng)，即射電天文與MLS 留下足夠的保護余量，文獻［3］指出5022.93 MHz 較為適合作為Cn頻帶衛(wèi)星導航信號載波頻率。

為了獲得較好的帶外衰減抑制，采用BPSK（n）調(diào)制方式，“n”表示碼片速率為n*1.023 MHz。Cn頻段帶寬只有20 MHz，為了最大限度保留信號主瓣能量，n的取值不超過10。

本文主要研究對象是載波頻率為5022.93 MHz，調(diào)制方法分別采用BPSK（2）、BPSK（5）和BPSK（10）的衛(wèi)星導航信號。其時域信號s(t)可以表示為

式中：sI(t)和sQ(t)為I 路和Q 路的偽隨機碼，fc為載波頻率。其對應的理論功率譜可以表示為

式中：Tc為碼片速率的倒數(shù)，圖3 為采用BPSK（2）、BPSK（5）及BPSK（10），載波頻率為5022.93 MHz 的衛(wèi)星導航信號功率譜曲線。

3 干擾場景及功率鏈路分析

3.1 衛(wèi)星導航信號對MLS的干擾場景

如圖4 所示的一個Cn 頻段衛(wèi)星導航系統(tǒng)下行鏈路工作頻段與MLS 頻段相鄰，其傳輸?shù)纳漕l信號可能會對MLS服務造成有害干擾。

衛(wèi)星導航下行鏈路信號可以認為是無阻擋開闊空間的自由空間傳播，經(jīng)驗公式（5）用于計算下行信號的傳輸損耗Lf（dB）

式中：d為同步衛(wèi)星到地球表面距離，單位為km；f為衛(wèi)星導航下行頻率，單位為MHz。則r 點處接收天線所接收到的衛(wèi)星信號功率Pr為［10］

式中：Pr單位為dBW 或dBm；Gt為衛(wèi)星發(fā)射天線的增益，Gr為用來接收信號的接收天線增益，以dBi為單位；Latm代表值約為2 dB的大氣損耗值。

衛(wèi)星導航信號采用圓極化，信號功率可以由上述鏈路傳播模型計算，通常衛(wèi)星信號到達地面某點處的功率為-130 dBm～-120 dBm 左右（依據(jù)衛(wèi)星位置而變化）。

3.2 MLS信號對Cn頻段衛(wèi)星導航的干擾場景

假定跑道周圍地形平坦開闊，MLS 引導扇區(qū)內(nèi)無明顯障礙物，為了評估MLS服務信號對Cn頻段衛(wèi)星導航業(yè)務的干擾，建立如圖5所示的干擾場景。

除測距機以外，為一條跑道上的飛機提供進近服務的MLS各個地面設備工作在同一頻點上，信號傳輸模型也相同。以進近方位引導信號為例，MLS方位臺信號覆蓋扇區(qū)內(nèi)，某點處MLS信號功率PR由下式（7）計算

式中：PT為MLS 發(fā)射功率，單位為dBW 或dBm；GT為發(fā)射天線增益，GR為接收信號的接收天線增益，單位為dBi；Cl為電纜及纜頭損耗，PL為路徑損耗，單位為dB。

路徑損耗PL使用文獻［5］中機場傳播模型計算，即

式中：n=2.3，d0=462 m，d為距離MLS 天線相位中心的直線距離，單位為km。

MLS 方位引導扇區(qū)半徑約為41.7 km，在此扇區(qū)內(nèi)方位臺發(fā)射的DPSK 數(shù)據(jù)字信號與角度掃描信號（3°波束寬度），發(fā)射天線采取不同的增益。由于MLS 發(fā)射天線采用線極化，衛(wèi)星導航信號采用圓極化，信號到達衛(wèi)星導航接收天線的功率概算還需考慮極化損耗。下表1給出了用于MLS信號功率概算的相關參數(shù)及其取值，其中“其他損耗”是可能存在的損耗項，取值均為代表值。

表1 MLS功率概算參數(shù)Tab.1 Parameters for MLS signal power estimating

為了保證MLS 的正常服務，《國際民用航空公約—附件10》對MLS信號覆蓋扇區(qū)內(nèi)的信號功率密度給出了最低門限。要求所有氣象條件下，DPSK數(shù)據(jù)字信號和掃描信號的功率密度，在覆蓋區(qū)內(nèi)的任何一點上，均不得小于下表2所列數(shù)值。

表2 MLS信號最低功率密度（dBW/m2）Tab.2 MLS signal minimum power density（dBW/m2）

本文考慮兩業(yè)務之間的干擾情況，導航接收機與干擾源之間視作無阻擋。工程應用中，衛(wèi)星導航接收機一般安裝在飛機頂部，到達接收機的MLS 信號功率概算還需考慮機身繞射等影響因素。

4 干擾評估方法

4.1 衛(wèi)星導航信號對MLS服務的干擾評估

一般情況下，微波著陸系統(tǒng)覆蓋區(qū)域只在機場和部分航線附近，而衛(wèi)星導航信號經(jīng)過長距離空間衰減，到達MLS 接收機時已經(jīng)非常微弱，但是由于進近著陸與生命安全相關，Cn頻段導航信號對MLS系統(tǒng)產(chǎn)生的干擾必須在可接受的范圍內(nèi)。

根據(jù)文獻［4］、［5］，ICAO 給出了MLS 的保護門限，即落在5030 MHz～5091 MHz 上的衛(wèi)星導航信號在每150 kHz 的總功率通量密度不能超過-124.5 dBW/m2，PFD由式（9）計算

式中：d為地球表面接收機與可見衛(wèi)星間的距離，單位為km；Latm為服務頻段間的大氣損耗，一般取0.5 dB；G(f)為Cn 頻段衛(wèi)星導航信號歸一化功率譜密度。EIRPs為等效全向輻射功率，由式（10）計算

式中：Lrl為接收機處理損耗，取值為6 dB；N0為熱噪聲功率密度，一般取值-174 dBm/Hz；Lfr為Cn頻段信號的空間傳輸損耗，單位為dB；Ar為接收端天線增益，單位為dBi；Ltro為對流層衰減，C 頻段對流層衰減一般取值為5.9 dB；(Cs/N0)eff為上文2.2 節(jié)中Cn頻段衛(wèi)星導航信號在0.1 m 碼跟蹤精度下的載噪比，單位為dB-Hz，當Cn 頻段衛(wèi)星導航信號落地功率取-120 dBm 時，假定此時碼跟蹤環(huán)路的跟蹤精度為0.1 m，對應的載噪比則為54 dB-Hz。

4.2 MLS信號對衛(wèi)星導航信號的干擾評估

衛(wèi)星下行接收系統(tǒng)主要由天線、饋源、高頻頭、傳輸線纜、功分器以及衛(wèi)星接收機組成。接收機射頻前端處理模塊接收到的信號混雜，包括所有可見衛(wèi)星信號和各種電磁場信號和干擾［11］。

由接收機原理可知，干擾信號會對接收機期望信號的捕獲等性能產(chǎn)生影響，而此影響與即時支路有關，可用該支路相關器輸出端的信干噪比（Signal to Interference plus Noise Ratio，SNIR）來評價［12-13］，即時相關器的原理圖如圖6所示。

略過即時相關器相干與非相干輸出的SNIR 推導過程，將干擾信號作等效白噪聲處理，可得即時支路的輸出載干噪比ρ為

式中：P0為導航信號功率，PI為干擾信號功率，N0為白噪聲功率，單位都為dBW 或dBm；HB(f)為帶通濾波器的基帶頻率特性，計算時設為理想情況；G0(f)是導航信號在預積分時間內(nèi)的功率譜，GC(f)為本地參考信號的歸一化功率譜密度，GI(f)是干擾信號在預積分時間內(nèi)的功率譜。

不考慮干擾信號時，載噪比ρSNR表示為

則有

同時考慮噪聲和干擾時

于是可以給出譜分離系數(shù)k的定義式為

式中：Δf為期望信號與干擾信號的頻差，單位為MHz。

由式（14）、（15）可得基于譜分離系數(shù)k(Δf)的等效載噪比為

譜分離系數(shù)表征期望信號與干擾信號頻譜重疊程度，是評價電磁兼容性的重要參數(shù)之一，本文通過計算該值，從頻譜角度評估MLS 信號對衛(wèi)星導航信號的干擾情況。基于譜分離系數(shù)的等效載噪比與相干和非相干處理的即時相關器輸出載噪比均呈正比例關系，可以用于評估衛(wèi)星導航信號捕獲性能。本文根據(jù)干擾信號不同（MLS DPSK 數(shù)據(jù)字信號或掃描信號），仿真計算譜分離系數(shù)以及等效載噪比值。根據(jù)載噪比經(jīng)驗門限，結合干擾信號功率概算，計算避免有害干擾的所需分離距離值。

5 仿真計算結果

5.1 衛(wèi)星導航信號對MLS干擾結果

假設Cn頻段衛(wèi)星導航系統(tǒng)仿照當前主流GNSS組網(wǎng)星座結構，如我國BDS-3 衛(wèi)星導航系統(tǒng)，包括：3顆GEO衛(wèi)星（分別位于80°E、110.5°E以及140°E）、3 顆IGSO 衛(wèi)星和24 顆MEO 衛(wèi)星，Walker 構型為24/3/1。下行信號采用BPSK（2）、BPSK（5）和BPSK（10）三種調(diào)制方式，載波頻率為5022.93 MHz。當MLS信號中心頻點為5031 MHz時，令可見星數(shù)目為13 顆，衛(wèi)星信號落地功率最大值為-120 dBm，下表記錄了相應PFD最大值。

根據(jù)表3計算結果，采用上述星座結構以及信號體制的Cn 頻段衛(wèi)星導航信號，落在MLS 帶內(nèi)每150 kHz上的功率通量密度最大值小于ICAO給出的保護閾值，不會對國際標準的MLS造成有害干擾。

表3 衛(wèi)星星座結構及PFD計算值Tab.3 Constellation model and PFD results

5.2 MLS信號對衛(wèi)星導航信號干擾結果

計算譜分離系數(shù)以及等效載噪比時，MLS 信號作為干擾信號應分為兩類，即DPSK數(shù)據(jù)字信號和掃描信號。前者最長持續(xù)時間為9.3～15 ms，后者根據(jù)其產(chǎn)生原理，可以歸類為高增益窄帶連續(xù)波干擾。

MLS 信號發(fā)射端使用的帶通濾波器帶寬較大（通帶一般為60 MHz 以上），在考慮與Cn 頻段電磁兼容性時，濾波器帶外抑制可以忽略。

1）基于譜分離系數(shù)的等效載噪比

干擾信號為MLS DPSK 信號。輸入條件：MLS工作頻點取5031 MHz，衛(wèi)星導航信號載波頻率為5022.93 MHz。假定熱噪聲功率密度為-174 dBm/Hz，衛(wèi)星信號落地功率取-130 dBm。MLS 方位天線對DPSK 數(shù)據(jù)字信號的增益取值為4 dBi，接收機前端濾波器帶寬取主瓣帶寬。

采用BPSK（2）/BPSK（5）/BPSK（10）三種調(diào)制方式的導航信號，與MLS DPSK 信號的譜分離系數(shù)分別為-89.0566/-88.4754/-61.7358。圖7 和圖8 繪制了基于譜分離系數(shù)的等效載噪比隨MLS 信號功率以及分離距離變化曲線。

圖7、圖8 的仿真結果表明，等效載噪比隨著干擾信號（DPSK）功率的增加總體呈下降趨勢，以接收機滿足最低載噪比門限33 dB-Hz 為標準，采用BPSK（10）的導航信號可以承受的最高干擾信號功率約為-101.6 dBm，此時導航接收機與MLS 天線相位中心所需分離距離為100 km，這意味著在100 km以內(nèi)的衛(wèi)星導航接收機將無法正常服務；而采用BPSK（2）和BPSK（5）的導航信號接收機對應的所需分離距離為6～7 km，比BPSK（10）表現(xiàn)更好。

干擾信號為MLS 掃描信號。輸入條件：掃描信號波束寬度為3°，長度為13 ms，飛機出現(xiàn)在相對跑道32°。方位天線對角度掃描信號的增益取值為15 dBi，接收機前端濾波器帶寬取主瓣帶寬。

采用BPSK（2）/BPSK（5）/BPSK（10）三種調(diào)制方式的導航信號，與MLS 掃描信號的譜分離系數(shù)分別為-371.6177/-363.4915/-61.7502。圖9 和圖10 計算了基于譜分離系數(shù)的等效載噪比隨干擾信號功率以及分離距離變化曲線。

圖9 與圖10 所示的仿真計算結果表明，掃描信號與導航信號的譜分離值較低，兩信號頻譜重疊程度低。這是因為相對于導航信號，“往”、“返”掃描信號為窄脈沖，此時使用BPSK（2）和BPSK（5）調(diào)制的導航信號幾乎不會受到掃描信號的有害干擾。但是發(fā)射天線對掃描信號采用高增益發(fā)射，導致MLS扇區(qū)內(nèi)掃描信號功率值較大，BPSK（10）調(diào)制的導航信號接收機需要與之保持超過200 km 的地理間隔才能免受有害干擾。

2）遍歷MLS工作頻點的仿真結果

MLS 的工作帶寬很寬，擴展模式下可以達到5030 MHz～5150 MHz，可以應用的頻點眾多。為了確認改變MLS工作頻點對頻譜兼容性的影響，圖11與圖12 分別繪制了MLS DPSK 信號與掃描信號遍歷5030 MHz～5061 MHz 工作頻點時，譜分離系數(shù)的變化曲線，接收機前端濾波器帶寬取40 MHz。

由圖11 和圖12 可以看出，隨著MLS 工作頻率的右移，采用BPSK（2）、BPSK（5）及BPSK（10）三種調(diào)制方式的導航信號與干擾信號的譜分離系數(shù)計算值總體呈下降趨勢。采用BPSK（2）時，譜分離曲線具有多谷值特性，且譜分離值整體偏低，說明采用BPSK（2）的導航信號與干擾信號的頻譜重疊程度較低，MLS可以應用的頻點也更多。

為了保證接收機性能，除了改進衛(wèi)星導航信號體制，通常采用一定的分離距離來使干擾信號功率衰減到安全值以內(nèi)。圖13 與圖14 仿真了MLS 工作頻點在5030 MHz～5045 MHz 范圍內(nèi)，所需分離距離值的變化曲線。

仿真結果表明，相同的MLS工作頻點條件下，仍然是采用BPSK（2）調(diào)制方法最優(yōu)，所需分離距離整體低于其余兩種調(diào)制方式。當MLS信號工作頻點在5033～5034 MHz之內(nèi)時，采用三種不同調(diào)制方式的導航系統(tǒng)受到干擾最弱，此時MLS地面臺址與衛(wèi)星導航接收機選址即使非?？拷?，也不會影響導航接收機的工作。

3）接收機前端濾波器帶寬

接收機前端濾波器采用不同的通帶與阻帶，會對頻譜兼容性造成影響。圖15與圖16仿真計算了不同接收機前端濾波器帶寬下，基于譜分離系數(shù)的等效載噪比變化曲線。輸入條件：MLS與導航信號分別工作在5031 MHz 與5022.93 MHz，導航信號落地功率為-130 dBm，假定衛(wèi)星導航接收機距離干擾源20 km。

圖15與圖16的仿真結果表明，當使用的接收機前端濾波器帶寬低于16 MHz左右時，等效載噪比性能較好，這是因為此時干擾信號的頻譜主瓣未能落在導航信號帶內(nèi)。隨著帶寬增大，超過兩信號之間的兩倍頻偏時，載噪比性能下降比較明顯。由于相對于衛(wèi)星導航信號，MLS信號頻帶很窄，所以濾波器的滾降系數(shù)對譜分離系數(shù)計算結果影響不大。

4）窄帶干擾引起的載噪比降級

相對于其他場所，機場跑道環(huán)境頻率相對純凈，除MLS 信號之外的雜波干擾較少。常見的寬帶干擾為加性高斯干擾，在式（16）中體現(xiàn)為功率為N0的噪聲項；測試環(huán)境中可能存在的窄帶干擾有單頻干擾等形式，可能會影響兼容性評估結果。

假定接收機處于靜止狀態(tài)，即不考慮多普勒頻移，令一單頻窄帶干擾信號發(fā)射頻率與導航信號一致，為5022.93 MHz，干擾帶寬為100 kHz（小于導航信號帶寬的10%），功率為-91 dBm；導航信號落地功率-130 dBm，接收機前端濾波器帶寬取主瓣帶寬。若上述單頻雜波與MLS 信號同時落入導航接收機帶內(nèi)，與沒有該干擾信號時相比，圖17 與圖18給出了導航接收機的等效載噪比變化情況。

由圖17 與圖18 的仿真結果可以看出，當同頻單音窄帶干擾發(fā)生，且功率達到一定水平，導航接收機的等效載噪比性能明顯降低。設置的窄帶干擾對采用BPSK（10）調(diào)制的導航信號接收影響較大，可以引起超過5 dB-Hz 的接收機等效載噪比損失。在實際測試安裝環(huán)境下，應當盡量排除跑道環(huán)境中的非MLS 發(fā)射窄帶干擾源，以免影響兩系統(tǒng)兼容性評估的可靠性。

6 結論

通過對Cn 頻段衛(wèi)星導航信號與MLS 信號的頻譜兼容性評估，計算了兩信號在不同干擾場景下的干擾結果。結合仿真分析得出以下結論。

1）從頻譜兼容性來看，PFD 計算結果表明：采用BPSK（2）、BPSK（5）和BPSK（10）三種調(diào)制方式的Cn 頻段衛(wèi)星導航信號不會對國際標準的MLS 造成有害干擾。

2）仿真結果表明，與BPSK（5）和BPSK（10）相比，采用BPSK（2）的Cn頻段衛(wèi)星導航信號具有較好的譜分離度以及等效載噪比表現(xiàn)，采用其他調(diào)制方式的導航信號表現(xiàn)如何需要進一步分析。

3）MLS 的工作頻段寬，頻道數(shù)目多，這為改善其與Cn 頻段衛(wèi)星導航系統(tǒng)的電磁兼容性提供了可能。選取合理的MLS 工作頻點是避免有害干擾的重要手段。

4）若Cn 頻段衛(wèi)星導航系統(tǒng)與MLS 的頻率選擇余地不大，可以通過增加分離距離來避免有害干擾。分析與計算結果表明，MLS播發(fā)的兩種信號對分離距離的要求不同；相同條件下，導航信號采用不同的調(diào)制方式，所需分離距離也不同。在設備選址時，需要綜合考慮以上兩個因素，以保證兩系統(tǒng)的正常服務。

5）衛(wèi)星導航信號接收機前端濾波器的通、阻帶帶寬以及滾降因子也會影響兩信號的譜分離系數(shù)計算結果，從而影響信號的捕獲性能。對Cn頻段導航信號采用合適的前端濾波，可以明顯降低MLS 信號對Cn頻段下行導航信號的干擾。

針對Cn 頻段衛(wèi)星導航業(yè)務信號與MLS 服務信號的頻譜兼容性，本文進行了理論研究。所取得的研究結果是Cn 頻段衛(wèi)星導航系統(tǒng)與鄰頻其他主用系統(tǒng)兼容互操作論證的重要組成部分。接下來應當結合實際測試，在充分考慮實際系統(tǒng)安裝環(huán)境的頻率純凈度的前提下，測量驗證兩系統(tǒng)電磁兼容性，為Cn 頻段衛(wèi)星導航系統(tǒng)研究，以及Cn 頻段衛(wèi)星導航系統(tǒng)在MLS 場地中的布署提供技術參考。