郭仲杰，盧滬，曹喜濤，劉楠，劉申

（西安理工大學(xué) 自動(dòng)化與信息工程學(xué)院，陜西 ，西安 710048）

現(xiàn)如今，各類電子產(chǎn)品廣泛應(yīng)用于各種場(chǎng)景，電源管理芯片是電子設(shè)備中的關(guān)鍵器件，其性能優(yōu)劣對(duì)電子產(chǎn)品的性能和可靠性有著直接影響[1]. AMOLED顯示器廣泛應(yīng)用于各類便攜式電子設(shè)備中，相比于傳統(tǒng)的液晶顯示器，其擁有更高的圖像質(zhì)量和更低的功耗，AMOLED 顯示屏工作時(shí)需要兩個(gè)正極和一個(gè)負(fù)極供電軌，并且AMOLED 顯示屏的亮度是通過改變負(fù)極供電軌來控制，因此具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、輸入電壓范圍寬和可靈活實(shí)現(xiàn)升壓與降壓控制等優(yōu)點(diǎn)的Buck - Boost 型DC - DC 變換器被廣泛應(yīng)用于AMOLED顯示器[2-7]. 在DC - DC 變換器中，輸出電壓的精度是一個(gè)十分重要的指標(biāo)，若系統(tǒng)的輸出精度較低，則較大的輸出電壓誤差會(huì)對(duì)后置電路的正常使用產(chǎn)生一系列的影響[8-10]，因此，需要對(duì)其進(jìn)行一定的修調(diào)來保證系統(tǒng)的高精度輸出電壓[11]. 文獻(xiàn)[7 - 8]、文獻(xiàn)[12 - 13]是在電阻反饋網(wǎng)絡(luò)處添加了一組開關(guān)信號(hào)，通過控制開關(guān)信號(hào)進(jìn)而改變反饋電阻網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)來對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行修調(diào)；YANG 等[10]是通過可變電阻來對(duì)運(yùn)算放大器的輸入端進(jìn)行修調(diào). 傳統(tǒng)的修調(diào)方法工作原理簡(jiǎn)單且電路結(jié)構(gòu)易實(shí)現(xiàn)，適用于特定輸出電壓下的反饋電阻修調(diào)，無法保證配置不同輸出電壓時(shí)的精度.

基于以上分析，本文提出了一種采用動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器電流控制的高精度Buck - Boost 轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)方法，通過兩路下拉電流，利用4 個(gè)控制信號(hào)控制下拉電流的數(shù)值進(jìn)而解決系統(tǒng)輸出精度的問題.

1 傳統(tǒng)的電阻修調(diào)方案

傳統(tǒng)的改善系統(tǒng)輸出精度的方法是通過改變反饋電阻網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)來對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行修調(diào)[14]，如圖1所示.

圖1 電阻反饋網(wǎng)絡(luò)Fig. 1 Resistance feedback network

在電阻反饋網(wǎng)絡(luò)中，通過控制開關(guān)S1～Sn的導(dǎo)通或者關(guān)斷來修改反饋系數(shù)的大小，進(jìn)而對(duì)輸出電壓進(jìn)行修調(diào).

假定初始狀態(tài)下為S1導(dǎo)通，此時(shí)反饋電壓VFB與系統(tǒng)輸出電壓VOUT的關(guān)系式為

修調(diào)原理為當(dāng)系統(tǒng)由于電源電壓、噪聲、負(fù)載電流以及占空比等影響存在輸出電壓誤差時(shí)，初始狀態(tài)的反饋系數(shù)無法滿足反饋電壓VFB與基準(zhǔn)電壓VREF的相等.

以上推導(dǎo)是基于系統(tǒng)的特定輸出電壓進(jìn)行的，當(dāng)系統(tǒng)如需配置不同的輸出電壓時(shí)，改變電阻反饋網(wǎng)絡(luò)的反饋系數(shù)來對(duì)系統(tǒng)輸出電壓進(jìn)行修調(diào)的方法便會(huì)產(chǎn)生問題. 初始狀態(tài)下，當(dāng)系統(tǒng)需要配置一個(gè)新的輸出電壓VOUT3時(shí)，此時(shí)的反饋電壓為VFB3.

公式（4）中，K為配置新電壓時(shí)的反饋系數(shù)，這個(gè)K值通過S1～Sn開關(guān)的導(dǎo)通或關(guān)斷進(jìn)行的修調(diào)可能無法保證VFB3與VREF相等，此時(shí)的輸出電壓精度就無法保證，因此這種針對(duì)某一特定輸出電壓進(jìn)行的反饋系數(shù)修調(diào)方法有很大的局限性.

2 動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器設(shè)計(jì)

針對(duì)傳統(tǒng)的電阻修調(diào)方案的缺點(diǎn)，設(shè)計(jì)了一種動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器，如圖2 所示. 電路整體采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)，其中M1～M4為相同的PMOS 管作為輸入級(jí). 電路設(shè)計(jì)核心在于輸入級(jí)的下方添加了兩路修調(diào)電流，這里通過A、B、C 三路信號(hào)來控制修調(diào)電流的大小，D 信號(hào)則是選擇修調(diào)電流影響的支路，修調(diào)電流的最小單位為75 nA.

圖2 動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器Fig. 2 Dynamically tirmming error amplifier

三位電流源對(duì)失調(diào)電壓進(jìn)行的修調(diào)可表示為式（5）和式（6）.

式中：gm表示M1管和M2管并聯(lián)的等效跨導(dǎo)；ro表示M1管和M2管并聯(lián)的等效阻抗.

修調(diào)電流的大小與A、B、C 三路信號(hào)的關(guān)系如表1 所示，其中IX為理想情況下的修調(diào)電流大小，IX′為實(shí)際仿真的電流大小. 工作狀態(tài)下由于溝道長(zhǎng)度調(diào)制效應(yīng)，M32～M35組成的電流鏡存在失配，并且隨著MOS 管寬長(zhǎng)比的增大而增大；同時(shí)，M27～M31導(dǎo)通時(shí)存在的壓降VDS也會(huì)影響M32～M35管的VDS，從而影響電流鏡復(fù)制過來的電流大小，因此實(shí)際的修調(diào)電流大小與預(yù)設(shè)值存在微小的誤差，該誤差對(duì)失調(diào)的影響很小，并且該誤差屬于系統(tǒng)誤差，可以在修調(diào)時(shí)與失調(diào)統(tǒng)一綜合考慮.

表1 修調(diào)電流大小與A、B、C 三路信號(hào)的關(guān)系Tab. 1 The relationship between the tirmming current and A,B and C signals

圖3 所示為Buck - Boost 系統(tǒng)的峰值電流控制模式的環(huán)路結(jié)構(gòu)圖，峰值電流控制模式的具體工作原理為，電流采樣電路V1將電感充電電流在主開關(guān)管M1產(chǎn)生的壓降轉(zhuǎn)換成電流，再經(jīng)過電阻R3形成采樣電壓轉(zhuǎn)換成的電壓信號(hào)代替電壓控制模式中的壓控制模式中的三角波信號(hào)與控制電壓信號(hào)VC相比較，輸出VPWM，VPWM與OSC 信號(hào)輸入LOGIC 中，控制環(huán)路占空比，維持輸出電壓穩(wěn)定.

圖3 峰值電流控制模式結(jié)構(gòu)圖Fig. 3 Structure diagram of peak current control

若當(dāng)輸入電壓VIN上升時(shí)，M1管上的壓降增大，通過V1電路，采樣電流增大，采樣電壓也隨之增大，在輸入電壓上升時(shí)，此時(shí)VOUT保持上一穩(wěn)定狀態(tài)還未發(fā)生變化，故輸出的VPWM更快發(fā)生翻轉(zhuǎn)，在通過PWM 與LOGIC 關(guān)閉開關(guān)管M1，使占空比減小，重新穩(wěn)定輸出電壓. 其中VOUT和VFB的關(guān)系式見式（8）.

因此，在快慢車組合運(yùn)營(yíng)模式下，快車不停站所節(jié)約的總時(shí)間按1 min取值，并以此作為快慢車系統(tǒng)能力損失的研究前提。

修調(diào)電流的工作原理為：由于電源電壓、噪聲、負(fù)載電流以及占空比等影響，當(dāng)輸出電壓紋波較大時(shí)，通過電壓反饋回路得到的反饋電壓VFB與數(shù)字編程模塊的VCT信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)較大的失調(diào)電壓VOS，導(dǎo)致輸入對(duì)管柵極電壓發(fā)生改變，與預(yù)設(shè)值發(fā)生了偏離，由VCT變?yōu)椋╒CT+VOS），導(dǎo)致支路中的電流發(fā)生了相應(yīng)的變化，其中，ID1為初始狀態(tài)，ID2為存在失調(diào)電壓后的支路電流.

為提高輸出電壓精度，可通過改變?cè)O(shè)計(jì)的兩路下拉電流來進(jìn)行修調(diào). 當(dāng)VFB＞VCT時(shí)，由于折疊式共源共柵是P 管差分對(duì)輸入，此時(shí)VFB端的柵極驅(qū)動(dòng)能力減小，此時(shí)通過對(duì)VCT端增加一路下拉電流，即為修調(diào)電流，可以將因失調(diào)產(chǎn)生的電流差 ΔIOS流入GND，令對(duì)管輸入到折疊式共源共柵負(fù)載的電流相等，使得VC點(diǎn)的電平還原到初始狀態(tài)，從而消除了VC改變帶來的系統(tǒng)精度影響.

式中：ID3為修調(diào)后的支路電流；IX為修調(diào)電流；VC3為修調(diào)后的誤差放大器的輸出電平.

相比于改變反饋電阻系數(shù)來進(jìn)行修調(diào)，本文設(shè)計(jì)的通過在誤差放大器輸入對(duì)管處增加下拉電流進(jìn)行修調(diào)的方法克服了通過電阻修調(diào)僅適用于特定的輸出電壓的缺點(diǎn)，對(duì)于系統(tǒng)配置不同的輸出電壓，均可以通過修調(diào)電流對(duì)輸出電壓進(jìn)行修調(diào)以提高輸出精度. 當(dāng)配置不同的輸出電壓時(shí)，公式（8）中的VOUT發(fā)生了變化，此時(shí)VFB相應(yīng)發(fā)生變化，此時(shí)只需要修調(diào)VFB端對(duì)應(yīng)的修調(diào)電流便可以對(duì)輸出電壓進(jìn)行修調(diào).

3 驗(yàn)證結(jié)果與分析

本文基于0.18 μm BCD 工藝對(duì)所提出的電路進(jìn)行了物理版圖設(shè)計(jì)與全面仿真驗(yàn)證，圖4 所示為芯片的實(shí)際物理照片.

圖4 芯片版圖照片F(xiàn)ig. 4 Chip layout photo

整體芯片的面積為1 107 μm×715 μm，其中動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器的版圖面積為143 μm×163 μm.

為驗(yàn)證本文所提出的方案的可行性與創(chuàng)新性，論文基于面向工程的全方位驗(yàn)證流程，重點(diǎn)對(duì)輸出電壓精度進(jìn)行了詳細(xì)的測(cè)試驗(yàn)證. 相關(guān)參數(shù)為：

首先需要對(duì)環(huán)路穩(wěn)定性進(jìn)行驗(yàn)證，如圖5 所示為環(huán)路穩(wěn)定性的PVT 驗(yàn)證圖. PVT 參數(shù)為：電源電壓為2.9 ～4.5 V，溫度t為-40～85 ℃. 驗(yàn)證結(jié)果顯示，相位裕度最大值為77.6 °，最小值為43.9 °；增益范圍為81.86 ～85.06 dB. 其中典型條件下，即tt 工藝角，電源電壓為3.7 V，溫度t為27 ℃，誤差放大器增益為83.478 dB、單位增益帶寬為35.52 MHz、相位裕度為60.5 °.

圖5 環(huán)路PVT 仿真結(jié)果Fig. 5 Simulation results of loop PVT

圖6 Buck-Boost 系統(tǒng)整體驗(yàn)證波形Fig. 6 Overall simulation waveform of Buck-Boost system

修調(diào)電流對(duì)輸出電壓誤差影響的驗(yàn)證方法如下：選定系統(tǒng)的誤差最大值，根據(jù)環(huán)路的反饋回路得到VFB的值：VOUT=-3.96 V 時(shí)，VFB=406.154 mV ；VOUT=-4.04 V時(shí)，VFB=393.846 mV，此時(shí)VFB與VCT的差值即為整體環(huán)路的失調(diào)電壓VOS. 將這個(gè)VOS添加到輸入對(duì)管之間[11]，如圖7 所示，此時(shí)選擇相應(yīng)的修調(diào)支路與大小，檢測(cè)VOUT的電平值，給出最佳的修調(diào)方案.

圖7 失調(diào)電壓添加方法Fig. 7 Method of adding offset voltage

對(duì)于±40 mV 的輸出電壓誤差，通過改變A、B、C 三路的修調(diào)信號(hào)以驗(yàn)證不同大小的修調(diào)電流對(duì)輸出電壓的影響，驗(yàn)證結(jié)果如圖8 所示，通過375 nA 的修調(diào)電流可以使將輸出電壓誤差降低至±1.83 mV，并且輸出電壓精度提高至0.045 7 %.

圖8 修調(diào)電流大小與輸出電壓誤差的關(guān)系Fig. 8 The relationship between trimming current and output voltage error

圖9 所示為針對(duì)輸出電壓存在40 mV 的誤差時(shí)，修調(diào)前后系統(tǒng)的輸出電壓、開關(guān)管柵極電壓和電感電流的驗(yàn)證結(jié)果. 驗(yàn)證過程為在2 ms 時(shí)給輸入對(duì)管之間加上一個(gè)-6.154 mV 失調(diào)電壓，在2.5 ms 時(shí)，添加大小為0.375 μA 的修調(diào)電流對(duì)其進(jìn)行修調(diào).

圖9 修調(diào)前后系統(tǒng)輸出對(duì)比圖Fig. 9 Comparison of system output before and after trimming

根據(jù)驗(yàn)證結(jié)果可以得出，在添加失調(diào)電壓VOS后，系統(tǒng)的占空比發(fā)生了變化，從而導(dǎo)致輸出電壓改變，與初始值相比存在一個(gè)較大的誤差. 而加上修調(diào)電流后，系統(tǒng)的輸出電壓誤差從40 mV 被修調(diào)至1.8 mV，修調(diào)電流對(duì)系統(tǒng)的輸出電壓誤差有良好的修調(diào)作用.

圖10 所示為典型條件下通過控制A、B、C 三路的修調(diào)信號(hào)驗(yàn)證修調(diào)電流對(duì)輸出電壓的影響. 結(jié)果表明，當(dāng)輸出電壓由于電源電壓、噪聲、負(fù)載電流以及占空比等影響產(chǎn)生10～60 mV 的誤差時(shí)，通過相應(yīng)的修調(diào)電流均可以將輸出電壓誤差降低至4 mV以內(nèi). 同時(shí)，隨著修調(diào)電流的增大，誤差放大器輸入對(duì)管的失調(diào)電壓調(diào)制范圍也隨之增大，修調(diào)的線性度良好.

圖10 修調(diào)前后輸出電壓誤差對(duì)比圖Fig. 10 Comparison of output voltage error before and after trimming

在滿足系統(tǒng)誤差為5 mV 的條件下，滿修調(diào)時(shí)可修調(diào)的最大誤差為62.83 mV. 因此，在系統(tǒng)誤差精度為0.125%的條件下，修調(diào)的輸出電的誤差范圍為≤±62.83 mV.

分別在tt、ff、ss 工藝角，電源電壓為2.9～4.5 V，溫度為-40～85℃范圍下驗(yàn)證PVT 對(duì)40 mV 誤差修調(diào)精度的影響，驗(yàn)證結(jié)果如圖11 所示，X、Y軸分別為電源電壓和溫度，Z軸為輸出電壓的誤差，不同顏色分別表示不同的工藝角. 驗(yàn)證結(jié)果表明，典型條件下，系統(tǒng)存在40 mV 的輸出電壓誤差時(shí)可以通過動(dòng)態(tài)可修調(diào)誤差放大器降低到1.72 mV 的最小輸出電壓誤差.

圖11 輸出電壓誤差受PVT 影響示意圖Fig. 11 Schematic diagram of output voltage error affected by PVT

通過對(duì)比發(fā)現(xiàn)，修調(diào)后的最大輸出電壓誤差是在ff 工藝角，溫度為85℃，電源電壓為4.5 V 的仿真環(huán)境下，最大的輸出電壓誤差為3.67 mV，輸出電壓精度為0.091 7 %. 可以看出本文提出的利用動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器來改善系統(tǒng)輸出精度的方法受PVT 影響較小.

表2 列出了本文提出的動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器的修調(diào)結(jié)果與文獻(xiàn)[7]、文獻(xiàn)[9]、文獻(xiàn)[12 - 13]的對(duì)比，其中文獻(xiàn)[12 - 13]是修調(diào)對(duì)基準(zhǔn)電壓輸出的影響，可見本文設(shè)計(jì)的動(dòng)態(tài)修調(diào)誤差放大器對(duì)輸出電壓有很好的修調(diào)作用，可以將輸出電壓的誤差精度提高到一個(gè)極高的水平.

表2 修調(diào)結(jié)果的對(duì)比Tab. 2 The comparison of modification scheme

4 結(jié) 論

本文提出了一種動(dòng)態(tài)可修調(diào)誤差放大器來改善系統(tǒng)輸出精度的方法，通過在誤差放大器的輸入對(duì)管處添加修調(diào)電流實(shí)現(xiàn). 反饋回路對(duì)輸出電壓進(jìn)行采樣，數(shù)字邏輯模塊控制修調(diào)開關(guān)管，改變誤差放大器對(duì)管的輸入電流來實(shí)現(xiàn)輸出電壓精度的提高. 最后基于0.18 μm BCD 工藝完成了芯片物理版圖設(shè)計(jì)與全面驗(yàn)證，結(jié)果表明修調(diào)電流可以將系統(tǒng)1 %的輸出電壓精度誤差提高到0.045 7 %，并且在滿足系統(tǒng)誤差為5 mV 的條件下可修調(diào)的最大誤差為62.83 mV.極大的改善了系統(tǒng)的輸出電壓精度并且受PVT 影響變化較小，該電路已在一款 Buck - Boost 型轉(zhuǎn)換器中得到了有效應(yīng)用，驗(yàn)證了該設(shè)計(jì)的可行性.