劉啟明 郭 濤 張程杰 古依聰 劉葉琦
(中北大學(xué)電子測(cè)試技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 太原 030051)
材料受到應(yīng)力作用下發(fā)生變形和斷裂,局域源快速釋放能量產(chǎn)生瞬態(tài)彈性波的現(xiàn)象稱(chēng)為聲發(fā)射(Acoustic Emission,AE)[2],有時(shí)也稱(chēng)為應(yīng)力波發(fā)射。聲發(fā)射檢測(cè)也是無(wú)損檢測(cè)的方法之一。這種檢測(cè)方法高效率,操作方便,在無(wú)損檢測(cè)中被廣泛使用。
針對(duì)一些設(shè)備的敏感結(jié)構(gòu)(如鋼結(jié)構(gòu)、飛機(jī)結(jié)構(gòu)以及油罐底等),在受到外部環(huán)境(溫度、濕度、酸雨甚至外力)作用下,會(huì)直接影響到結(jié)構(gòu)的組織性能,產(chǎn)生疲勞裂紋,進(jìn)一步可能造成鋼結(jié)構(gòu)的坍塌,產(chǎn)生嚴(yán)重的事故;如果能在第一時(shí)間發(fā)覺(jué)疲勞裂紋的萌芽、拓展,并且精確地定位損傷源,對(duì)于人身、財(cái)產(chǎn)安全將具備十分重要的意義。為了盡可能地把有用的信號(hào)給提取到,減少噪聲的干擾,應(yīng)該首先對(duì)聲發(fā)射傳感器檢測(cè)的聲信號(hào)進(jìn)行小波閾值降噪,再通過(guò)調(diào)理電路輸出,最后經(jīng)處理器處理后送到上位機(jī),對(duì)檢測(cè)結(jié)構(gòu)進(jìn)行嚴(yán)格把控。在此設(shè)計(jì)了一款通頻帶為50kHz~300kHz,增益為20dB、40dB和60dB可調(diào)的低頻聲發(fā)射前置放大器,對(duì)于之前所設(shè)計(jì)的調(diào)理電路進(jìn)行優(yōu)化處理。
該設(shè)計(jì)的前置放大器電路主要涵蓋四個(gè)部分,包括:濾波部分,放大部分、電源部分,接口及輸出信號(hào)傳輸部分[3~4];前置放大器是位于聲發(fā)射傳感器與主機(jī)之間銜接的一個(gè)重要的部分,可直接影響到后面主機(jī)對(duì)聲信號(hào)的處理,導(dǎo)致信噪比降低。濾波部分對(duì)無(wú)用的信號(hào)進(jìn)行濾除,保留有限頻帶范圍的信號(hào)通過(guò),提高信噪比;放大部分是聲發(fā)射電路設(shè)計(jì)的核心所在,直接影響著前置放大器電路的性能;電源部分負(fù)責(zé)對(duì)前置放大器整體進(jìn)行供電;信號(hào)傳輸部分是指調(diào)理電路與聲發(fā)射傳感器和主機(jī)之間的傳輸。
根據(jù)前置放大器的設(shè)計(jì)要求,通頻帶設(shè)置為50kHz~300kHz,增益為20dB、40dB和60dB可調(diào);考慮到噪聲有絕大部分在低頻段范圍內(nèi),在此先利用低通濾波器把低頻的無(wú)用的信號(hào)給過(guò)濾掉。通過(guò)對(duì)幾種不同類(lèi)型、不同階數(shù)的低通濾波器分析,最后選用了通帶內(nèi)頻率響應(yīng)曲線最平滑、通帶外衰減幅度大的巴特沃斯低通濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)。本次選用了是四階壓控電壓源—Sallen-Key結(jié)構(gòu)型巴特沃斯低通濾波器,設(shè)置截至頻率為350kHz,增益為1,電路如圖1所示。
圖1 Sallen-Key結(jié)構(gòu)型巴特沃斯低通濾波器
在350kHz,對(duì)應(yīng)的增益為-2.684dB,符合電路要求,電路仿真結(jié)果如圖2所示。
圖2 Sallen-Key結(jié)構(gòu)型巴特沃斯低通濾波器仿真圖
在經(jīng)過(guò)帶通濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)行第二次濾波,把高頻無(wú)用信號(hào)濾除,進(jìn)一步減少低頻信號(hào)噪聲的影響,選用帶通濾波反相衰減器電路,設(shè)置通帶范圍為50kHz~300kHz增益為1的帶通濾波電路,如圖3所示。
圖3 帶通濾波反相衰減器電路
在50.135kHz,對(duì)應(yīng)的增益為-0.353dB,符合電路要求,電路仿真結(jié)果如圖4所示。
圖4 帶通濾波反相衰減器電路仿真
對(duì)計(jì)算出來(lái)值取標(biāo)準(zhǔn)值,則C1為11nF,C2為470pF,C3為27nF。在此,為了保持電路的穩(wěn)定性,應(yīng)使R3盡可能小,以避免負(fù)載問(wèn)題。
根據(jù)設(shè)計(jì)要求,設(shè)置增益為20dB、40dB和60dB可調(diào);對(duì)于單級(jí)放大,其性能通常很難滿(mǎn)足電路和系統(tǒng)的要求,并且對(duì)于共模信號(hào)的抑制能力存在局限性,直接影響到電壓放大倍數(shù)系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在此選用多級(jí)放大,第一節(jié)放大采用單端轉(zhuǎn)差分放大,第二節(jié)放大選用儀表放大器。
由于差分信號(hào)有較強(qiáng)的抗共模干擾信號(hào)[5],并且適合長(zhǎng)距離傳輸,符合本次設(shè)計(jì)要求,故在前置放大器前端設(shè)計(jì)一款單端轉(zhuǎn)差分電路,即傳感器輸出同相端輸入,反向端接地[6];選用的是LMHTM系列的LMH6551器件,是一種高性能電壓反饋差分放大器。電路設(shè)計(jì)如圖5所示。
圖5 LMH6551單端轉(zhuǎn)差分電路
仿真結(jié)果如上,單位增益,VOCM=0,滿(mǎn)足條件,公式如下所示:
通過(guò)單端轉(zhuǎn)差分放大電路輸出的兩個(gè)信號(hào)(差分信號(hào)),該類(lèi)信號(hào)如果通過(guò)一般的運(yùn)算放大電路可能會(huì)產(chǎn)生更大的電噪聲,引入儀表放大器進(jìn)行次級(jí)放大。
儀表放大器(IA)具備極高的共模和差模輸入阻抗、很低的輸出阻抗、精確和穩(wěn)定的增益,以及極高的共模抑制比,在測(cè)量?jī)x器等廣泛的應(yīng)用。通過(guò)查詢(xún)相關(guān)數(shù)據(jù)手冊(cè),同時(shí)比較了多個(gè)類(lèi)型、型號(hào)儀表放大器,分別計(jì)算了各個(gè)型號(hào)放大器的自噪聲,最后選取了是德州儀器(TI)生產(chǎn)的儀表放大器作為放大電路的核心。本次選用了是INA823儀表放大器,增益為1dB~1000dB,最小增益時(shí)的帶寬為1.9MHz,涵蓋所要處理的放大信號(hào),同時(shí)符合針對(duì)于儀表放大器高增益、高共模抑制比的設(shè)計(jì)要求;次級(jí)放大電路如圖6所示。
圖6 INA823儀表放大電路
一放對(duì)差模信號(hào)Ud加以放大,對(duì)共模信號(hào)Uc,Rg相當(dāng)斷開(kāi),蛻變?yōu)殡妷焊S器,減輕了二放的共模抑制。Rf為50Ω,Rg電阻可調(diào),結(jié)合單端轉(zhuǎn)差分電路,達(dá)到增益為20dB、40dB和60dB可調(diào)。電壓放大倍數(shù)公式如下:
本次電源供電采用外接電源直接供電;濾波電路、單端轉(zhuǎn)差分放大電路和儀表放大器均是雙電源供電,對(duì)于正電壓,儀表INA823可供電范圍為2.7V~36V,在此統(tǒng)一和濾波電路、單端轉(zhuǎn)差分放大電路一致,設(shè)置成5V;本部分主要針對(duì)于負(fù)電源的設(shè)計(jì),負(fù)電源可以通過(guò)變壓器獲得,也可以通過(guò)DC-DC電路獲取;前者結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單,但其體積重量大,不易集成化,舍棄;本次設(shè)計(jì)采用的是TI具有反向降壓/升壓拓?fù)涞腡PS82130電源模塊降壓轉(zhuǎn)換器;電路設(shè)計(jì)如圖7。
圖7 電源配置電路
在3V~11.5V的輸入電壓以及在高達(dá)1.5A的電流下輸出-5V電壓,滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。
為了使輸出信號(hào)能夠可靠地進(jìn)行傳輸,在調(diào)理電路與聲發(fā)射傳感器和主機(jī)之間選用高頻同軸電纜進(jìn)行信號(hào)傳輸,選用了型號(hào)為GM5圓形高頻電連接器,適用頻率為DC-500MHz,螺紋連接鎖緊結(jié)構(gòu),具備避免接地干擾,體積小等功能,滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。
同軸電纜是一種屏蔽電纜,有傳輸距離長(zhǎng)、信號(hào)穩(wěn)定的優(yōu)點(diǎn),并且在較大范圍內(nèi)具有均勻不變的低損耗的特征阻抗,適用于從零頻率(直流)至甚高頻以至超高頻的頻段滿(mǎn)足要求[7]。接口類(lèi)型選用與同軸電纜匹配BNC接口。
鋼結(jié)構(gòu)、飛機(jī)結(jié)構(gòu)以及工業(yè)系統(tǒng)中的設(shè)備等,對(duì)其進(jìn)行聲發(fā)射信號(hào)檢測(cè)過(guò)程當(dāng)中,檢測(cè)現(xiàn)場(chǎng)會(huì)存在各種噪聲,所采集到信號(hào)很有可能會(huì)發(fā)生失真,甚至?xí)辉肼曀蜎](méi)[8]。通過(guò)小波閾值去噪,設(shè)置閾值,對(duì)含有各種噪聲進(jìn)行處理,去噪后依然保留住了信號(hào)的特征,在信號(hào)分析上得到廣泛應(yīng)用。小波閾值去噪原理如圖8所示[9]。
圖8 小波閾值去噪原理圖
由圖8可得,小波閾值去噪主要涵蓋三個(gè)步驟:
1)選定一種層為N的小波信號(hào)進(jìn)行小波分解;
2)選合適的閾值,用閾值函數(shù)對(duì)各層系數(shù)進(jìn)行量化;
3)處理過(guò)后,系數(shù)重構(gòu)信號(hào)。
小于閾值的小波系數(shù),經(jīng)小波變化由信號(hào)產(chǎn)生,保留;大于閾值的小波系數(shù),噪聲產(chǎn)生,去除。
小波基有不唯一性,并且不同的小波基涵蓋的數(shù)學(xué)特征也不同(包括:小波基的正交性、高消失矩、緊支性、對(duì)稱(chēng)性、反對(duì)稱(chēng)性等),所對(duì)應(yīng)的小波閾值去噪的效果也不一樣[10]。根據(jù)實(shí)際要處理的信號(hào),選擇合適的小波基函數(shù)進(jìn)行閾值去噪,本次小波基函數(shù)選用了是coif2,無(wú)論在固定閾值設(shè)定方式降噪、小波包進(jìn)行降噪,以及分層閾值設(shè)定方式降噪上,coif2的信噪比較db4高,均方根誤差較db4低;例如:db4/6層(分解層數(shù))信噪比為8.0976,均方根誤差為0.3127;coif2/6層信噪比為8.287,均方根誤差為0.30599。
根據(jù)不同的信號(hào),在信噪比不同下會(huì)存在一個(gè)去噪效果較好或者接近較好的分解層數(shù)。分解層數(shù)的不同,會(huì)直接影響到小波閾值降噪的效果,分解層數(shù)的選擇在小波閾值降噪上起到了至關(guān)重要的作用。通常分解層數(shù)越高,對(duì)所有各層的小波空間的系數(shù)都進(jìn)行閾值處理會(huì)造成信號(hào)的丟失,發(fā)生失真,消噪后的信噪比反而下降,與此同時(shí),也會(huì)導(dǎo)致運(yùn)算量加大,處理速率變慢等。分解層數(shù)過(guò)少,雖然信噪比提高了不少,但是消噪效果不理想,起不到消噪的作用。
聲信號(hào)進(jìn)行閾值去噪后,用過(guò)引入信噪比(SNR)和均方根誤差(RMSE)兩個(gè)指標(biāo)來(lái)對(duì)降噪效果分析和評(píng)價(jià)[11],計(jì)算公式為
x(n)為聲發(fā)射傳感器輸出信號(hào)(即處理前信號(hào)),為處理之后的信號(hào)。
yi表示了是標(biāo)準(zhǔn)的原始信號(hào),表示了是處理過(guò)后的估計(jì)信號(hào)。
利用Matlab進(jìn)行實(shí)驗(yàn),將通過(guò)固定閾值設(shè)定方式降噪、小波包進(jìn)行降噪,以及分層閾值設(shè)定方式降噪,固定閾值設(shè)定方式包括:硬閾值去噪處理,軟閾值去噪處理,固定閾值后的去噪處理,極大極小值閾值處理[12],下面將一一對(duì)被處理的聲信號(hào)進(jìn)行驗(yàn)證、比對(duì)。
綜合考慮小波基的數(shù)學(xué)特征,以及通過(guò)信噪比和均方根誤差兩個(gè)指標(biāo)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,最后選用coif2小波基函數(shù)進(jìn)行小波閾值去噪。通過(guò)db4小波基和coif2小波基分別對(duì)聲信號(hào)進(jìn)行分解層數(shù)為6層的小波閾值去噪,處理圖如圖9所示。
圖9 coif2與db4小波基小波閾值去噪結(jié)果
對(duì)應(yīng)信噪比和均方根誤差如表1所示。
表1 coif2與db4小波基閾值去噪結(jié)果
通過(guò)以上小波基閾值去噪的結(jié)果顯示可知,coif2小波基均優(yōu)于db4小波基。接下來(lái)通過(guò)分層閾值進(jìn)行對(duì)所采集信號(hào)進(jìn)行小波閾值去噪,本次采用coif2為小波基,分層數(shù)為3~9層,根據(jù)相應(yīng)的層數(shù),對(duì)閾值進(jìn)行相應(yīng)的調(diào)整,THR=[2,1,0.8,0.01,0.02,0.05,0.3,1,3];分層閾值去噪結(jié)果如圖10所示。
圖10 coif2小波基分層閾值去噪結(jié)果圖
對(duì)應(yīng)的每一層的信噪比和均方根誤差如表2所示。
表2 coif2小波基分層閾值去噪結(jié)果
利用全局閾值處理,多層分解進(jìn)行小波閾值去噪,信噪比和均方根誤差如表3所示。
圖10(a)為原始數(shù)據(jù)與分層數(shù)為 3、4、5閾值去噪后的波形,圖10(b)為原始數(shù)據(jù)與分層數(shù)為7、8、9閾值去噪后的波形,以及圖9coif2小波基6層閾值去噪后的波形,可以看出從第6、7層分解后波形較原始信號(hào)及其他層波形變得更佳圓滑,毛刺少,比較完整地保留了原始信號(hào)的特征[13];表2為小波分層閾值去噪結(jié)果,表3為小波全局閾值去噪結(jié)果,可以很明顯看出,分層閾值去噪無(wú)論是信噪比還是均方根誤差均優(yōu)于全局閾值去噪,所對(duì)應(yīng)的每一層也皆是如此,很好保留了原始信號(hào)的奇異性和特征性,體現(xiàn)了分層閾值降噪方式的優(yōu)越性。
表3 coif2小波基小波全局閾值去噪結(jié)果分析
本文針對(duì)聲發(fā)射傳感器惡劣的應(yīng)用環(huán)境,以及聲發(fā)射傳感器輸出聲信號(hào)微弱的特點(diǎn),對(duì)含噪信號(hào)進(jìn)行小波閾值降噪,在全局閾值去噪的基礎(chǔ)上引出分層閾值去噪方式,解決了全局閾值去噪的一些不足,使其在信噪比和均方根誤差上均優(yōu)于全局閾值去噪方式,具有更加優(yōu)越的去噪性能。本文采用的調(diào)理電路信號(hào)傳輸是差分信號(hào),與之前的單端輸入相比,不僅具備了較強(qiáng)的抗共模干擾的能力,而且適合長(zhǎng)距離傳輸,提高了信噪比,為后面的信號(hào)處理奠定了堅(jiān)實(shí)的基礎(chǔ)。