高偉男 耿軍平 周晗 陳念 王堃 任超凡 蘇達(dá) 賀沖 梁仙靈 金榮洪

（1. 上海交通大學(xué)電子工程系, 上海 200240；2. 中國(guó)航空無線電電子研究所, 上海 200241）

引 言

隨著人們對(duì)無線通信系統(tǒng)的傳輸速率和容量需求的不斷增加，頻譜資源日趨緊張，毫米波頻段已成為無線通信系統(tǒng)的重要頻譜選項(xiàng). 與此同時(shí)，單一功能的器件在很多情況下已經(jīng)不能完全滿足無線通信系統(tǒng)的實(shí)際需求，近年來具有可重構(gòu)特性的微波器件受到廣泛關(guān)注和研究[1-3].

功率分配器(功分器)是無線通信系統(tǒng)中常用的微波器件之一，其中威爾金森功分器以其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、端口隔離度高、工藝成熟等諸多優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)成為一種在通信系統(tǒng)中廣泛應(yīng)用的關(guān)鍵器件[4-5]. 將威爾金森功分器與可重構(gòu)電路相結(jié)合，能夠以較低代價(jià)豐富通信系統(tǒng)的工作狀態(tài)，提升通信系統(tǒng)的性能[6-8].

可重構(gòu)功分器一般分為三大類：功分比可重構(gòu)、頻率可重構(gòu)以及輸出端口可重構(gòu). 對(duì)于輸出端口可重構(gòu)的威爾金森功分器，由于不同工作模式下端口的輸入阻抗不同，需要實(shí)現(xiàn)不同的阻抗與輸入端口匹配. 一種方案是采用射頻開關(guān)控制耦合線，使之等效為不同特征阻抗的傳輸線，從而實(shí)現(xiàn)不同工作模式下的阻抗匹配[9-10]. 但是耦合線所需奇偶模特征阻抗相差較大，不易實(shí)現(xiàn). 此外，可將可重構(gòu)功分器與濾波器相結(jié)合，采用可切換的濾波網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)不同工作模式下的阻抗匹配[11-12]，但濾波器的引入使得功分器的工作帶寬變窄. 還可以采用開關(guān)控制并聯(lián)匹配枝節(jié)，構(gòu)建可重構(gòu)阻抗匹配電路，實(shí)現(xiàn)不同阻抗的匹配[13]. 另外，采用特殊的傳輸線結(jié)構(gòu)，例如基片集成波導(dǎo)，可以直接實(shí)現(xiàn)阻抗匹配[14].

文獻(xiàn)[9-11, 13]中均將PIN 二極管視為理想射頻開關(guān)，但隨著工作頻率升高，PIN 二極管等器件的寄生參數(shù)影響不可忽略. 文獻(xiàn)[15]中考慮了微波頻段PIN 二極管寄生參數(shù)的影響，對(duì)可重構(gòu)阻抗變換器和網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)進(jìn)行了研究和設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單的三路可重構(gòu)功分器，并在文獻(xiàn)[16]中進(jìn)一步擴(kuò)展到N 路可重構(gòu)功分器，兩種功分器均工作在C 波段.

在較高頻段關(guān)于可重構(gòu)功分器的研究較少. 文獻(xiàn)[17]提出了一種工作在12 GHz 的可重構(gòu)功分器，由兩個(gè)90°電橋和一個(gè)由MEMS 開關(guān)控制的可重構(gòu)移相器構(gòu)成，結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜. 而在更高的毫米波頻段，可重構(gòu)功分器的研究很少.

綜上所述，在較高頻段，尤其是毫米波頻段內(nèi)，對(duì)PIN 二極管寄生參數(shù)的影響和匹配方式、可重構(gòu)功分器的設(shè)計(jì)等仍需要進(jìn)一步深入研究. 因此本文首先基于PIN 二極管設(shè)計(jì)了S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器的電路和原型；然后將該設(shè)計(jì)原理和方法擴(kuò)展到毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器的設(shè)計(jì)中，采用參數(shù)提取方法，重點(diǎn)分析了PIN 二極管的寄生參數(shù)對(duì)毫米波重構(gòu)電路特性的影響；最后提出了一種毫米波頻段的網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)和可重構(gòu)阻抗變換器的設(shè)計(jì)方法，實(shí)現(xiàn)了毫米波頻段的可重構(gòu)威爾金森功分器. 測(cè)試數(shù)據(jù)表明在25.93～26.82 GHz 頻段內(nèi)回波損耗小于-15 dB，雙路導(dǎo)通模式下端口1 到傳輸端口(端口2 和端口3) 的插入損耗小于4.92 dB，傳輸端口之間的隔離度大于15.8 dB；單路導(dǎo)通模式下插入損耗小于1.65 dB，端口1 和隔離端口之間的隔離度大于22.4 dB. 實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合.

1 基于PIN 二極管的S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器

1.1 電路原理

可重構(gòu)威爾金森功分器的電路原理如圖1 所示，采用一個(gè)可重構(gòu)阻抗變換器和四個(gè)射頻開關(guān)實(shí)現(xiàn)可重構(gòu)特性. 可重構(gòu)功分器的具體工作模式如表1所示，當(dāng)四個(gè)射頻開關(guān)全部導(dǎo)通時(shí)，功分器工作在雙路導(dǎo)通模式，A 點(diǎn)的輸入阻抗ZA=Z0/2. 當(dāng)射頻開關(guān)1 導(dǎo)通、射頻開關(guān)2 和3 斷開時(shí)，端口2 導(dǎo)通而端口3 隔離；當(dāng)射頻開關(guān)2 導(dǎo)通、射頻開關(guān)1 和4 斷開時(shí)，端口3 導(dǎo)通而端口2 隔離. 在兩種單路導(dǎo)通模式下，圖1 中A 點(diǎn)處的輸入阻抗ZA=Z0. 可重構(gòu)阻抗變換器可以將A 點(diǎn)處的兩種輸入阻抗Z0/2 和Z0均匹配到端口1 的阻抗Z0.

圖1 可重構(gòu)威爾金森功分器的電路原理圖Fig. 1 Circuit configuration of the reconfigurable Wilkinson power divider

表1 可重構(gòu)功分器的工作模式Tab. 1 Operation modes of the reconfigurable power divider

1.2 S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器

依據(jù)圖1 所示電路原理設(shè)計(jì)S 波段的可重構(gòu)威爾金森功分器，電磁模型如圖2(a)所示. 射頻開關(guān)為基于PIN 二極管的網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)，采用微帶線對(duì)PIN 二極管的寄生參數(shù)進(jìn)行匹配，改善開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)下匹配和斷開狀態(tài)下的隔離度. 可重構(gòu)阻抗變換器將PIN 二極管在不同偏置狀態(tài)下的參數(shù)與微帶線相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)不同負(fù)載阻抗的匹配[13]. 采用Rogers RO4350B 介質(zhì)基板(相對(duì)介電常數(shù)3.66，厚度0.508 mm)、MACOM 公司的MA4SPS502 PIN 二極管和0603 式封裝的100 Ω 電阻，通過軟件HFSS 與ADS 仿真優(yōu)化后，加工的原型實(shí)物如圖2(b)所示.

圖2 S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器Fig. 2 S band reconfigurable Wilkinson power divider

圖3 為S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器的測(cè)量結(jié)果. 綜合三種工作狀態(tài)下的測(cè)量結(jié)果，回波損耗小于-15 dB 的 阻 抗 帶 寬 為2.113 ～2.407 GHz，約為13.01%. 在該工作帶寬內(nèi)，雙路導(dǎo)通模式下端口1 到端口2 和端口3 的插入損耗(|S12|和|S13|)小于4.09 dB，端口2 和端口3 之間的隔離度(|S23|) 大于19.05 dB；單路導(dǎo)通模式下端口1 到傳輸端口的插入損耗小于1.67 dB，端口1 和隔離端口之間的隔離度大于19.1 dB.

圖3 S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器的測(cè)量結(jié)果Fig. 3 Measured results of the S band reconfigurable Wilkinson power divider

2 毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器

類似的，我們把S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器的設(shè)計(jì)方法擴(kuò)展到毫米波頻段. 由于毫米波頻率較高，PIN 二極管的寄生參數(shù)對(duì)電路性能影響嚴(yán)重. 為具體分析PIN 二極管寄生參數(shù)的影響并對(duì)寄生參數(shù)進(jìn)行匹配，需要得到毫米波頻段PIN 二極管等效參數(shù)的色散特性. 而廠商提供的參數(shù)表中僅給出了等效參數(shù)的典型值，因此需要通過參數(shù)提取方法得到精確的PIN 二極管特性，然后在此基礎(chǔ)上進(jìn)行毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器的準(zhǔn)確設(shè)計(jì).

PIN 二極管的等效電路如圖4 所示，正向偏置條件下PIN 二極管等效為電阻R0和 寄生電感L0的串聯(lián)，反向偏置條件下等效為寄生電容C0和 電阻Rp并聯(lián)后與寄生電感L0的串聯(lián).

圖4 PIN 二極管的等效電路Fig. 4 Equivalent circuit of PIN diode

在毫米波頻段的設(shè)計(jì)中，選用MACOM 公司的MADP-000907-14 020 PIN 二極管. 根據(jù)參數(shù)表，該P(yáng)IN 二極管R0和C0的典型值為5.2 Ω 和0.025 pF. 通過參數(shù)提取，得到PIN 二極管在26.5 GHz 附近頻段內(nèi)的等效參數(shù)為R0= 3.65 Ω，L0= 0.09 nH，C0= 0.037 pF，Rp= 2 715.6 Ω. 然后采用參數(shù)提取方法得到的準(zhǔn)確結(jié)果對(duì)寄生參數(shù)的匹配方式進(jìn)行初步研究，再結(jié)合HFSS 與ADS 場(chǎng)路聯(lián)合仿真，對(duì)開關(guān)和可重構(gòu)阻抗變換器進(jìn)行精確設(shè)計(jì)，證明匹配方式的有效性.

2.1 毫米波頻段PIN 二極管寄生參數(shù)匹配方式研究

本節(jié)對(duì)兩種不同的網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)結(jié)構(gòu)進(jìn)行初步分析和比較，提出一種適合毫米波頻段的PIN 二極管寄生參數(shù)匹配方法.

2.1.1 網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1——PIN 二極管并聯(lián)主傳輸線

為了在毫米波頻段對(duì)PIN 二極管的寄生參數(shù)進(jìn)行匹配，嘗試與S 波段相同的開關(guān)結(jié)構(gòu)，即二極管一端直接與主傳輸線(端口1-端口2)并聯(lián)，另一端串聯(lián)一段特征阻抗為Z1、電長(zhǎng)度為θ1的開路匹配枝節(jié)，同時(shí)在主傳輸線上并聯(lián)另一段特征阻抗為Z2、電長(zhǎng)度為θ2的短路匹配枝節(jié). 電路結(jié)構(gòu)如圖5(a)所示，將該開關(guān)結(jié)構(gòu)稱為網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1.

對(duì)PIN 二極管的電阻、寄生電感和寄生電容效應(yīng)進(jìn)行分析，采用ADS 仿真軟件對(duì)圖5(a)的電路結(jié)構(gòu)建模，仿真數(shù)據(jù)如圖5(b)所示. 當(dāng)PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 處于斷開狀態(tài)；當(dāng)PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 處于導(dǎo)通狀態(tài).

由仿真數(shù)據(jù)分析可知，當(dāng)工作頻率為26.5 GHz時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 斷開狀態(tài)下的隔離度僅有18 dB，該隔離度并不理想. 下面針對(duì)隔離度較低的原因進(jìn)一步分析.

通過圖5(a)可以計(jì)算得到網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 的輸入阻抗及輸入導(dǎo)納，并求得網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 的S 參數(shù).

圖5 網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1Fig. 5 Switch with matching network 1

當(dāng)PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 的輸入導(dǎo)納

然后討論網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2 中，PIN 二極管的電阻、寄生電感和寄生電容效應(yīng)產(chǎn)生的影響. 網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2 的仿真結(jié)果如圖6(b) 所示，當(dāng)PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2 處于導(dǎo)通狀態(tài)；PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2 處于斷開狀態(tài).

圖6 網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2Fig. 6 Switch with matching network 2

由仿真數(shù)據(jù)分析可知，當(dāng)工作頻率為26.5 GHz時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2 斷開狀態(tài)下的隔離度約為28 dB，與網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 相比較，隔離度有很大改善.

如圖6(a) 所示，當(dāng)PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時(shí)，B 點(diǎn)的輸入阻抗為

通過仿真，取Z1r=Z2r= 50 Ω，θ1r= 91.5°，θ2r= 70.0°.將PIN 二極管的等效參數(shù)代入式(11)，得到網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2 的Re{Zs_off2} = 1.02 Ω，再根據(jù)式(7)計(jì)算得到|S21_off2| = -27.9 dB，與仿真數(shù)據(jù)對(duì)比具有較好的一致性. 仿真數(shù)據(jù)和計(jì)算結(jié)果對(duì)比表明，PIN 二極管兩端串聯(lián)匹配枝節(jié)，再與主傳輸線并聯(lián)的匹配方式效果更優(yōu).

上述分析主要討論P(yáng)IN 二極管的非理想特性，下文通過網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)和可重構(gòu)阻抗變換器的實(shí)際設(shè)計(jì)證明PIN 二極管兩端串聯(lián)匹配枝節(jié)，再與主傳輸線并聯(lián)的匹配方式的有效性.

2.2 毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)和可重構(gòu)阻抗變換器

2.2.1 毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)

采用圖6(a) 所示的設(shè)計(jì)思路，設(shè)計(jì)了一種毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)，如圖7 所示. 在圖7(b)中，PIN 二極管的偏置電路包括扇形電容和濾波枝節(jié). 在射頻電路中，偏置電路與PIN 二極管連接點(diǎn)近似等效為短路，因此偏置電路可以將直流偏置信號(hào)與射頻信號(hào)進(jìn)行有效隔離. PIN 二極管一端連接在射頻短路端，另一端串聯(lián)特征阻抗為50 Ω、長(zhǎng)度為l1的微帶傳輸線，再與主傳輸線(端口1-端口2)并聯(lián). 為了獲得較好的阻抗匹配特性以及提供偏置的直流通路，在主傳輸上并聯(lián)另一段線寬為0.2 mm、長(zhǎng)度為l2的高阻抗微帶短路線. 當(dāng)PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)導(dǎo)通；當(dāng)PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時(shí)，網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)截止.

圖7 毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)Fig. 7 Millimeter-wave switch with matching network

為了準(zhǔn)確考慮PIN 二極管和微帶線的寄生效應(yīng)對(duì)毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)的影響，采用HFSS 和ADS 場(chǎng)路聯(lián)合仿真的方式對(duì)毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)進(jìn)行仿真分析. 在電磁仿真軟件HFSS 中對(duì)毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)的無源部分進(jìn)行建模仿真，將“場(chǎng)”仿真結(jié)果導(dǎo)入ADS 中，再接入PIN 二極管的等效模型進(jìn)行電路仿真分析，由此得到場(chǎng)路聯(lián)合仿真結(jié)果.

通過仿真分析可知，微帶傳輸線的長(zhǎng)度l1和l2都對(duì)毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)的工作狀態(tài)產(chǎn)生影響.如圖8(a)和8(b)所示，隨著l1由0.9 mm 分別增加至1 mm 和1.1 mm，毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的|S11|曲線和處于斷開狀態(tài)時(shí)的|S12|曲線偏移至低頻，處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的|S12|和處于斷開狀態(tài)時(shí)的|S11|變化不顯著.

如圖8(c)和8(d)所示，隨著l2由0.9 mm 分別增加至1 mm 和1.1 mm，毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的|S11|曲線偏移至低頻，處于斷開狀態(tài)時(shí)的|S11|和導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的|S12|均無顯著變化.

圖8 毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)仿真結(jié)果Fig. 8 Simulated results of the millimeter-wave switch with matching network

通過上述關(guān)鍵參數(shù)分析可知，l1= 1 mm 和l2= 1 mm時(shí)，毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)性能最佳，最佳參數(shù)如表2 所示. 根據(jù)圖8 的仿真結(jié)果，工作頻率為26.5 GHz時(shí)，毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)在導(dǎo)通狀態(tài)下的插入損耗約為0.26 dB，在斷開狀態(tài)下的隔離度大于22 dB.

表2 毫米波網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)的尺寸參數(shù)Tab. 2 Size parameters of the millimeter-wave switch with matching network

2.2.2 毫米波可重構(gòu)阻抗變換器

毫米波可重構(gòu)阻抗變換器的電路結(jié)構(gòu)如圖9(a)所示，在圖6(a)的網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)2 的基礎(chǔ)上增加了一段特征阻抗為Z0、電長(zhǎng)度為θ0的傳輸線. 可重構(gòu)阻抗變換器的電磁結(jié)構(gòu)如圖9(b)所示，一段特征阻抗為50 Ω、長(zhǎng)度為(l3+l4) 的微帶傳輸線與主傳輸線(端口1-端口2)并聯(lián)，再與PIN 二極管串聯(lián)，然后與特征阻抗50 Ω、長(zhǎng)度l5的微帶傳輸線串聯(lián). 可變負(fù)載與匹配結(jié)構(gòu)之間的微帶線長(zhǎng)度為l6. 另外還有一段長(zhǎng)度為ls2的高阻抗微帶短路線，其長(zhǎng)度約為1/4 波長(zhǎng)，主要用于提供PIN 二極管的直流偏置通路，并不參與阻抗匹配.

圖9 毫米波可重構(gòu)阻抗變換器Fig. 9 Millimeter-wave reconfigurable impedance transformer

當(dāng)PIN 二極管處于正向偏置狀態(tài)時(shí)，可重構(gòu)阻抗變換器能夠?qū)⒍丝? 的ZL=25 Ω 匹配至端口1 的Z0=50 Ω；當(dāng)PIN 二極管處于反向偏置狀態(tài)時(shí)，能夠?qū)⒍丝? 的Z0= 50 Ω 匹配至端口1 的Z0= 50 Ω.

采用場(chǎng)路聯(lián)合仿真分析可知，微帶線長(zhǎng)度l4，l5和l6均對(duì)可重構(gòu)阻抗變換器的工作狀態(tài)產(chǎn)生影響.如圖10(a)和10(b)所示，l4由1.4 mm 增加至1.5 mm和1.6 mm，兩種阻抗匹配狀態(tài)的|S11|曲線偏移至低頻，|S12|變化不顯著.

l5對(duì)ZL= 25 Ω 至Z0= 50 Ω 阻抗匹配的影響如圖10(c)所示，當(dāng)l5分別由0.1 mm 增加至0.2 mm 和0.3 mm 時(shí)，|S11|曲 線 偏 移 至 低 頻，|S12|變 化 不 顯 著.l5對(duì)Z0= 50 Ω 至Z0= 50 Ω 的阻抗匹配無顯著影響，如圖10(d) 所示，l5分別由0.1 mm 增加至0.2 mm 和0.3 mm，|S11|和|S12|均無顯著變化.

圖10 Z0=50 Ω，ZL=25 Ω/50 Ω 毫米波可重構(gòu)阻抗變換器仿真結(jié)果Fig. 10 Simulated results of the millimeter-wave reconfigurable impedance transformer for Z0=50 Ω, ZL=25 Ω/50 Ω

可變負(fù)載與并聯(lián)枝節(jié)之間的微帶線長(zhǎng)度l6對(duì)ZL=25 Ω 至Z0= 50 Ω 的匹配影響很大，只有l(wèi)6合理才能得到良好的匹配效果，如圖10(e)所示，而l6的改變對(duì)50 Ω 至50 Ω 的匹配幾乎沒有影響.

通過上述關(guān)鍵參數(shù)分析，最終選擇l4= 1.5 mm，l5= 0.2 mm，l6= 0.64 mm，可重構(gòu)阻抗變換器的最佳參數(shù)如表3 所示. 根據(jù)圖10 的仿真結(jié)果，工作頻率為26.5 GHz 時(shí)，兩種阻抗匹配狀態(tài)的插入損耗均小于0.4 dB.

表3 毫米波可重構(gòu)阻抗變換器的尺寸參數(shù)Tab. 3 Size parameters of the millimeter-wave reconfigurable impedance transformer

2.3 毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器

在上面分析的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器的電磁模型如圖11(a)所示，制作的實(shí)物如圖11(b)所示. 為了減小微帶線折彎的影響，對(duì)圖1所示的結(jié)構(gòu)進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，將隔離電阻和網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)3、4 之間的微帶線長(zhǎng)度增加半波長(zhǎng). 考慮到毫米波段器件電尺寸較小，為了避讓開關(guān)3 和4，對(duì)網(wǎng)絡(luò)匹配式開關(guān)1 和2 中的短路枝節(jié)進(jìn)行彎折處理. 毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器采用Rogers RO-4350B 介質(zhì)基板(相對(duì)介電常數(shù)3.66，厚度0.254 mm)、MACOM 公司的MADP-000907-14 020 PIN 二極管和0402 式封裝的100 Ω 貼片電阻. 為了方便測(cè)量，在功分器的三個(gè)端口處添加了板端連接器的轉(zhuǎn)換電路，功分器的整體尺寸為56.7 mm×46.8 mm(8.47λg×6.99λg).

圖11 毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器Fig. 11 Millimeter-wave reconfigurable Wilkinson power divider

使用Agilent E8361C 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)該可重構(gòu)功分器原型樣機(jī)進(jìn)行測(cè)試. 圖12 為可重構(gòu)威爾金森功分器在雙路導(dǎo)通模式下的仿真和測(cè)量結(jié)果對(duì)比圖. 工作在26.5 GHz 時(shí)，端口2 和端口3 的插入損耗分別為4.7 dB 和4.32 dB，其中端口2、3 間的隔離度約為16.8 dB，端口1、2、3 的回波損耗小于-23.7 dB.

圖12 毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器在兩路工作模式下的仿真和測(cè)量結(jié)果Fig. 12 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider working in two-way mode

圖13 和圖14 為單路導(dǎo)通模式下端口2 和端口3 作為傳輸端口的仿真和測(cè)量結(jié)果對(duì)比圖. 工作在26.5 GHz 時(shí)，從端口1 到端口2 或端口3 的插入損耗小于1.6 dB，端口1 和傳輸端口的回波損耗小于-18.3 dB，端口1 和隔離端口之間的隔離度大于28.9 dB.

圖13 毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器在單路工作模式下端口2 傳輸?shù)姆抡婧蜏y(cè)量結(jié)果Fig. 13 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider with port 2 transmitting

圖14 毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器在單路工作模式下端口3 傳輸?shù)姆抡婧蜏y(cè)量結(jié)果Fig. 14 Simulated and measured results of the millimeterwave reconfigurable Wilkinson power divider with port 3 transmitting

綜合上述三種不同工作狀態(tài)的測(cè)量結(jié)果，毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器回波損耗小于-15 dB 的阻抗帶寬為25.93～26.82 GHz，約為3.37%. 在該工作帶寬內(nèi)，雙路導(dǎo)通模式下端口1 與端口2 和端口3 之間的插入損耗小于4.92 dB，端口2 與端口3 之間的隔離度大于15.8 dB. 單路導(dǎo)通模式下端口1 與傳輸端口之間的插入損耗小于1.65 dB，端口1 與隔離端口之間的隔離度大于22.4 dB. 測(cè)量結(jié)果與仿真數(shù)據(jù)存在一些差異，主要是由于PIN 二極管與電阻焊接引入的誤差.

2.4 與其他可重構(gòu)威爾金森功分器的比較

將本文設(shè)計(jì)的毫米波可重構(gòu)威爾金森功分器與其他文獻(xiàn)中的可重構(gòu)功分器進(jìn)行比較，如表4 所示.可見，本文設(shè)計(jì)的K/Ka 可重構(gòu)功分器考慮了PIN 二極管和傳輸線寄生參數(shù)的影響，在K/Ka 頻段能夠?qū)崿F(xiàn)單路和雙路導(dǎo)通兩種工作模式的切換，并且單路導(dǎo)通時(shí)隔離端口與輸入端口之間的隔離度較好，在毫米波通信系統(tǒng)中有很好的應(yīng)用前景.

表4 與其他可重構(gòu)功分器的比較Tab. 4 Comparison with other reconfigurable power dividers

3 結(jié) 論

PIN 二極管在微波頻段的寄生參數(shù)對(duì)電路性能有較大影響. 本文在S 波段可重構(gòu)威爾金森功分器的研究基礎(chǔ)上，進(jìn)一步展開在K/Ka 頻段中PIN 二極管匹配方式的研究，設(shè)計(jì)了一種工作在K/Ka 頻段的可重構(gòu)威爾金森功分器. 通過仿真分析和測(cè)試實(shí)驗(yàn)對(duì)比，K/Ka 頻段可重構(gòu)威爾金森功分器回波損耗小于-15 dB 的 阻 抗 帶 寬 為25.93 ～26.82 GHz，約 為3.37%. 在該工作帶寬內(nèi)，雙路導(dǎo)通模式下端口1 與端口2 和端口3 之間的插入損耗小于4.92 dB，端口2 與端口3 之間的隔離度大于15.8 dB. 單路導(dǎo)通模式下端口1 與傳輸端口之間的插入損耗小于1.65 dB，端口1 與隔離端口之間的隔離度大于22.4 dB. 證明了在毫米波頻段對(duì)PIN 二極管寄生參數(shù)采用合適的匹配方式可以獲得較好的可重構(gòu)電路性能.