通信電源變換器輕重負(fù)載切換效率優(yōu)化

周景恒，朱文章*，陳一逢，葉圣哲,丁含章，肖慧晨，周 犇

(1.廈門理工學(xué)院光電與通信工程學(xué)院，福建 廈門 361024；2.廈門愛維達(dá)科技工程有限公司，福建 廈門 361028)

移動數(shù)據(jù)流量的快速增長為人們的通信提供了便利，在構(gòu)建經(jīng)濟(jì)數(shù)字化轉(zhuǎn)型過程中，5G 技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生。5G意味著組網(wǎng)方式發(fā)生了改變，5G基站功耗比4G基站大幅增長[1]。而通信電源能耗的增加則導(dǎo)致發(fā)熱量急劇增加，從而使基站的工作效率降低。因此，如何減少功耗和提高基站工作效率成為當(dāng)前廣大學(xué)者關(guān)注的焦點(diǎn)。大量學(xué)者對如何提高變換器工作效率進(jìn)行了研究，如文獻(xiàn)[2-3]提出了一種交錯并聯(lián) Boost 功率因數(shù)修正(power factor correction，PFC)電路，可實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電流導(dǎo)通和二極管的零電流關(guān)斷，具有輸入電流脈動小、驅(qū)動設(shè)計簡單等優(yōu)點(diǎn)，同時，交錯控制技術(shù)可增加等效開關(guān)頻率，減小輸入電流和輸出電容紋波，但仍存在電流采樣精度與EMI的問題；文獻(xiàn)[4]對LLC 變換器的多電平控制策略、多電平工作模式及其對輸入電壓適應(yīng)性的影響進(jìn)行了分析，與傳統(tǒng) LLC 變換器相比，運(yùn)用多電平控制的LLC變換器的效率得到優(yōu)化，但控制環(huán)路比較復(fù)雜且電路中元器件數(shù)量增多；文獻(xiàn)[5-7]對半橋 LLC 諧振變換器進(jìn)行分析，解決了直接采用開關(guān)頻率調(diào)制半橋 LLC 諧振變換器存在的動態(tài)性能不佳問題，但當(dāng)負(fù)載變化較大時，LLC諧振變換器動態(tài)性能容易產(chǎn)生偏差，超出諧振點(diǎn)范圍；文獻(xiàn)[8-10]應(yīng)用新型材料件(SiC、GaN)制作功率開關(guān)管器，它的導(dǎo)通阻抗少、發(fā)熱量低，能有效降低開關(guān)損耗，但由于造價成本過高，不利于廣泛推廣應(yīng)用。

針對輕重負(fù)載切換效率不高的問題，本文對傳統(tǒng)的前級功率因數(shù)校正電路加后級 DC-DC 諧振電路的兩級式電路結(jié)構(gòu)的通信電源進(jìn)行優(yōu)化，且針對通信電源負(fù)載容易突變的情況，要求后級 LLC 諧振變換器具有良好的動態(tài)性。

1 PFC及LLC主拓?fù)潆娐吩?/h2>

兩級式功率拓?fù)錇闊o橋PFC與半橋式LLC諧振變換器串聯(lián)而成。前級電路采用無橋PFC電路，主要原因在于電壓量是交變的，當(dāng)交變的電壓量后面是一個阻性負(fù)載，電阻上電壓與電流是線性變化的關(guān)系處于同相位，而實(shí)際中負(fù)載更多是以感性負(fù)載或容性負(fù)載出現(xiàn)，此時電壓和電流的關(guān)系是非線性，相位上也不一致，這就導(dǎo)致了功率的畸變和諧波，且同時污染了交流電網(wǎng)的運(yùn)行環(huán)境。無橋PFC電路可矯正輸入電壓與電流的相位差，有效解決了功率畸變和諧波的問題。后級LLC電路將電容(電流超前電壓)和電感(電流滯后電壓)組合在一起(諧振腔)，讓其相位具有補(bǔ)償性，適當(dāng)調(diào)整信號的頻率與電感電容的參數(shù)，解決了開關(guān)管上的開通損耗和發(fā)熱問題，降低了變換器的開關(guān)損耗，提高了變換器的效率。

圖1為兩級式交直流變換器結(jié)構(gòu)圖。其中，雙開關(guān)無橋PFC。正半周期分為2個工作狀態(tài)：狀態(tài)1為電感L儲能，Q2、Q1導(dǎo)通；狀態(tài)2為電感L放電，D1、D4導(dǎo)通。同理，負(fù)半周期也分為2個工作狀態(tài)：狀態(tài)1為電感L儲能，Q1、Q2導(dǎo)通；狀態(tài)2為電感L放電，D2、D3導(dǎo)通。C1為前級濾波儲能電容，其中D1與D2為快速反向恢復(fù)特性的二極管，D3與D4為慢速反向恢復(fù)特性的二極管(慢恢復(fù)二極管的時間為快速反向恢復(fù)特性二極管D1、D2的反向恢復(fù)時間的兩倍)。LLC諧振變換器由諧振電感Ls、諧振電容 C2與變壓器T 的原邊勵磁電感Lm組成。原邊勵磁電感Lm被副邊輸出電壓鉗位，不參與能量傳遞，其主要作用是實(shí)現(xiàn)諧振環(huán)路的ZVS。D5、D6為輸出整流二極管。

圖1 兩級式交直流變換器結(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure of two-stage AC-DC converter

1.1 前級PFC電路分析

圖2為 PFC電路的關(guān)鍵波形。1){T0～T1}階段。T0時刻，輸入交流電壓Vac的正半周期，雙向開關(guān)管(Q1，Q2)關(guān)閉，電感L通過整流二極管D1和D4將存儲的能量放電到輸出電容C1進(jìn)行續(xù)流，從而在輸出電容C1上產(chǎn)生輸出電壓Vo。快恢復(fù)管D1很快的恢復(fù)反向截止，而D4由于慢恢復(fù)的特性依然處于慢反向恢復(fù)的狀態(tài)，D4保持較長時間的正向?qū)ǖ臓顟B(tài)。2){T1～T2}階段。從T1時刻開始，輸入交流電壓Vac的正半周期期間，雙向開關(guān)(Q1，Q2)開通，輸入AC電壓Vin直接作用在電感L，將能量存儲在升壓電感L中。由于D4為慢恢復(fù)二極管在此區(qū)間內(nèi)仍處于導(dǎo)通的狀態(tài)，將N線鉗位至母線電容C1的地中，防止因?yàn)殡p向開關(guān)管子N線產(chǎn)生高頻的跳動，在正半周期D4兩端電壓為0。3){T3～T4}階段。輸入交流電壓Vac的負(fù)半周期，當(dāng)開關(guān)管(Q1，Q2)關(guān)斷時，二極管D3與D2正向?qū)?，電感電流依次從D2、母線電容二極管D3進(jìn)行續(xù)流，此時電感電流IL是線性下降的，在此期間，開關(guān)管Q2與D1兩端的電壓是母線電壓，開關(guān)管Q1由于體二極管鉗位的作用，DS電壓一直為0。4){T4～T5}階段。輸入交流電壓Vac負(fù)半周期，雙向開關(guān)(Q1，Q2)導(dǎo)通，交流輸入經(jīng)過Q1與Q2，電感L電流持續(xù)上升，由于D3慢恢復(fù)二極管的特性在此區(qū)間內(nèi)仍處于導(dǎo)通的狀態(tài)，將N線鉗位至母線電容C1的正端中。

圖2 PFC電路關(guān)鍵波形Fig.2 Key waveform of PFC circuit

1.2 后級LLC電路分析

圖3為LLC電路的關(guān)鍵波形。1){T0～T1}階段。{T0}時刻前是死區(qū)時間，S3與S4開關(guān)管承受著Vbus的電壓，{T0}時刻后，S3導(dǎo)通，諧振電感Ls和諧振電容C2與初級線圈形成回路，對各個器件進(jìn)行充電，除Lm勵磁電感被副邊鉗位外，Ls和C2參與諧振，此時由于變壓器正激的關(guān)系進(jìn)行原副邊能量傳輸，D5導(dǎo)通。2){T1～T2}階段。T1時刻，Lm勵磁電感仍被鉗位，Im電流從負(fù)端往正端減少，到T2時刻減少為0，原副邊能量保持傳輸，D5保持導(dǎo)通。3){T2～T3}階段。T2時刻，Lm勵磁電感仍被鉗位，Is和Im電流共同保持上升，到T3時刻，Is與Im上升至同一位置，原副邊能量保持傳輸，D5保持導(dǎo)通。4){T3～T4}階段。T3時刻，Is與Im相等時，Im勵磁電感不在被鉗位參與諧振，且原副邊之間不再傳遞能量，負(fù)載由輸出電容C3單獨(dú)提供能量，且D5實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。5){T4～T5}階段。此時S3關(guān)斷同時S4保持關(guān)斷，進(jìn)入死區(qū)時間，結(jié)電容Cs3電壓從0 V開始充電，結(jié)電容Cs4從Vbus電壓開始放電，至T5時刻Cs3與Cs4充放電完成。這階段內(nèi)保持原副邊之間不再傳遞能量，負(fù)載由輸出電容C3單獨(dú)提供能量。6){T5～T6}階段。由于T5時刻Cs4放電完成且被體二極管鉗位壓降為0 V時，在T5時刻之后，S4開關(guān)管導(dǎo)通實(shí)現(xiàn)零電壓開通。由于副邊二極管D4導(dǎo)通給原邊勵磁電流的釋放提供了通路因此變壓器原副邊之間恢復(fù)能量的傳遞。7){T6～T12}階段。后級LLC電路繼續(xù)實(shí)現(xiàn)S3的零電壓開通，與以上過程相同，因此不再贅述。

圖3 LLC電路關(guān)鍵波形Fig.3 Key waveform of LLC circuit

2 主功率開關(guān)管損耗及LLC增益分析

2.1 損耗分析

在PFC與LLC電路中有大量功率開關(guān)管MOSFET和二極管，在電路的應(yīng)用中不斷地對功率管進(jìn)行開關(guān)，導(dǎo)致MOSFET和二極管產(chǎn)生了大量的開關(guān)損耗。PFC電路上開關(guān)管S1和S2主要產(chǎn)生了開通損耗、關(guān)斷損耗和導(dǎo)通損耗3種損耗[11]；LLC電路S3、S4因?yàn)槠滠涢_關(guān)零電壓開通緣故，只有關(guān)斷損耗和導(dǎo)通損耗，D3和D4二極管有開通和關(guān)斷損耗。而LLC諧振變換器效率往往會受到關(guān)斷損耗的影響，關(guān)斷損耗公式為

(1)

式(1)中：tfall為開關(guān)管的關(guān)斷時間；Chb為半橋的等效容值；Ioff為開關(guān)管關(guān)斷時間的電流值；f為開關(guān)頻率。

開關(guān)管的損耗大部分來源于MOSFET開通時的平臺區(qū)域，原因在于，在開關(guān)平臺過程中，MOSEFT內(nèi)部Rdson的阻值從最大到最小或從最小到最大，當(dāng)開通與關(guān)斷時，電流與電壓的疊加組成了開關(guān)損耗。

對于開通與關(guān)斷損耗的計算采用二分之一法進(jìn)行計算：

(2)

式(2)中：V為開關(guān)時開關(guān)管的電壓值；I為開關(guān)時開關(guān)管的電流值。

在理想的情況下，平臺區(qū)域沒有振蕩。實(shí)際上，由于頻繁地對開關(guān)管進(jìn)行開通，不僅會產(chǎn)生開通與關(guān)斷損耗，而且平臺區(qū)域內(nèi)的振蕩會影響開關(guān)過程中Rdson的阻值且造成開關(guān)管的發(fā)熱。這段區(qū)域是MOSEFT在開關(guān)過程中最為危險的區(qū)域，絕大多數(shù)的開關(guān)管的損壞都是在這個區(qū)域。為了解決這個問題，在控制環(huán)路中減少電路中部分開關(guān)管的頻率，并保持軟開關(guān)特性。

2.2 增益分析

對LLC變換器諧振腔的增益采用基波近似法(first harmonic approximation，F(xiàn)HA)[12]進(jìn)行推導(dǎo)。把變壓器的勵磁電感兩端電壓的基波分量有效值求出，公式為

(3)

式(3)中：NUo為變壓器副邊折算到原邊的關(guān)系。

將變壓器原邊電流近似看作是正弦波，經(jīng)過負(fù)載側(cè)變壓器、整流管、電容得到的負(fù)載電流實(shí)際上是正弦量的平均值。將副邊負(fù)載等效到變壓器原邊，得到等效負(fù)載為

(4)

式(4)中：Us1_rms為變壓器電壓的有效值；Ip1_rms為變壓器原邊電流的有效值。通過將副邊參數(shù)折算到原邊后得到如圖4所示的電路。

圖4 LLC諧振變換器的FHA等效模型Fig.4 FHA equivalent model of LLC resonant converter

把式(4)代入式(5)，得出其輸入阻抗：

(5)

對圖4點(diǎn)A處進(jìn)行分壓，得出LLC變換器諧振腔增益，進(jìn)行歸一化處理后得到：

(6)

(7)

對LLC變換器的總增益的分析可以得到：當(dāng)LLC負(fù)載較輕時，需要系統(tǒng)增加開關(guān)頻率Fs以減小增益M，從而達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的；反之，當(dāng)LLC負(fù)載較重時，系統(tǒng)需減少開關(guān)頻率Fs，增加輸出電壓增益M，維持輸出電壓穩(wěn)定。

由表1傳統(tǒng)LLC輕重負(fù)載時的增益變化可見，在占空比始終保持不變的情況下，需要不斷地改變LLC開關(guān)頻率，增加了mos管平臺區(qū)域內(nèi)的振蕩。同時，針對通信電源負(fù)載容易突變的工況，要求后級LLC諧振變換器具有良好的動態(tài)性，而LLC諧振變換器動態(tài)性能不佳，無法保證在任何負(fù)載情況下都能工作在最佳工作點(diǎn)[13]，因此，需要對LLC變換器的動態(tài)性能進(jìn)行研究。在輕重負(fù)載切換的情況下，為了維持輸出電壓，需要降低或增加增益(在LLC輸入母線電壓不變情況下，實(shí)際會維持電壓增益變化趨勢)，開關(guān)頻率的增加會導(dǎo)致關(guān)斷損耗增加。所以，在同一參數(shù)下只通過開關(guān)頻率，效率會比較低。而通過改變LLC輸入母線電壓，降低了電壓峰值增益，可以等效于頻率增加所帶來的電壓增益降低。即不需要通過大量調(diào)節(jié)開關(guān)頻率的方式來維持輸出穩(wěn)定，從而達(dá)到減小開關(guān)頻率和穩(wěn)定最佳頻率工作點(diǎn)的目的。

表1 傳統(tǒng)LLC輕重負(fù)載時的增益變化Table 1 Gain variation of traditional LLC under light and heavy load

3 輕重負(fù)載切換控制策略優(yōu)化

針對輕重負(fù)載切換時效率不高的問題，提高LLC諧振變換器的動態(tài)性能，對控制策略進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計，優(yōu)化后的控制邏輯圖見圖5。負(fù)載分為2種狀態(tài)，狀態(tài)1是負(fù)載保持不變的情況，狀態(tài)2是負(fù)載突變的情況。狀態(tài)1負(fù)載保持不變時，采用傳統(tǒng)的LLC調(diào)頻模式達(dá)到穩(wěn)定負(fù)載的目的；狀態(tài)2負(fù)載發(fā)生變化時，通過對LLC開關(guān)頻率的采樣把變化量采集到前級PFC電路的控制器中，對PFC電路輸出電壓值進(jìn)行調(diào)壓，以滿足負(fù)載的變化。如圖5所示，Vo_ref為輸出電壓目標(biāo)值，Vo_ref與Vo做差計算后通過PI1比例積分運(yùn)算器計算出當(dāng)前輸出電壓的誤差范圍系數(shù)，回傳至PFM控制信號中，調(diào)整LLC工作的參考開關(guān)頻率值。當(dāng)負(fù)載發(fā)生變化時，LLC電路開關(guān)頻率發(fā)生變化；當(dāng)變化范圍超過基準(zhǔn)值時，對開關(guān)頻率進(jìn)行鎖死，轉(zhuǎn)換為調(diào)整母線電壓Vbus滿足負(fù)載變化。其中Vbus_ref的給定系數(shù)會由輸出電流Io進(jìn)行調(diào)節(jié)(當(dāng)負(fù)載增大時，Vbus_ref的給定系數(shù)會同樣增大；當(dāng)負(fù)載減少時，給定系數(shù)會同時減小)，通過Vbus與給定值Vbus_reff比較，計算出當(dāng)前的誤差值，通過PI2比例積分運(yùn)算器計算出Vb，Vb與Fs頻率反饋系數(shù)疊加，經(jīng)PI3控制器送入前級電路的占空比中，調(diào)節(jié)前級PFC電路PWM信號。

圖5 優(yōu)化后的控制邏輯圖Fig.5 Optimized post-control logic

非傳統(tǒng)增加母線調(diào)制過程：若負(fù)載發(fā)生變化時，開關(guān)頻率的調(diào)制大于所設(shè)定的頻率基準(zhǔn)值，將PFM調(diào)整開關(guān)頻率進(jìn)行鎖死，轉(zhuǎn)換為對母線電壓進(jìn)行調(diào)整。Vbus_ref對當(dāng)前負(fù)載進(jìn)行采樣，通過與當(dāng)前Vbus進(jìn)行比較，給定負(fù)載變化所需調(diào)整母線電壓的范圍，送至PI3控制器，調(diào)整PWM的占空比D和PFC電路的輸出電壓。

通過對控制過程的分析可以得到，在工作過程中，若開關(guān)頻率小于開關(guān)頻率基準(zhǔn)，表示當(dāng)前負(fù)載變化量只需通過調(diào)整后級LLC電路開關(guān)頻率就能起到穩(wěn)定輸出電壓的目的。當(dāng)LLC電路開關(guān)頻率下降至給定最小值時，這個最小值便是兩條控制回路的相互交匯點(diǎn)，通過對后級LLC電路的開關(guān)頻率進(jìn)行鎖死，將控制量送入前級無橋PFC電路的控制環(huán)節(jié)，改變母線電壓值。這種方式降低了電壓峰值增益，可以等效于頻率增加所帶來的電壓增益降低，不需要通過增加開關(guān)頻率的方式來維持輸出穩(wěn)定，從而起到減小開關(guān)頻率的作用。在保證諧振頻率在最佳工作頻率點(diǎn)附近的前提下，既能穩(wěn)定輸出電壓，又能確保輕重負(fù)載在切換時達(dá)到最佳的工作效率。

4 仿真結(jié)果與分析

4.1 仿真實(shí)驗(yàn)

為驗(yàn)證優(yōu)化方法的有效性，運(yùn)用Matlab/Simulink模塊對控制策略及電路進(jìn)行仿真。電路仿真參數(shù)見表2，并將開關(guān)管的寄生參數(shù)如寄生電容、平臺區(qū)域時間等添加到仿真軟件當(dāng)中。

表2 系統(tǒng)仿真參數(shù)Table 2 Simulation parameters for grid-connected systems

本文分析不同負(fù)載情況下的母線電壓與輸出電壓波形。母線電壓的調(diào)壓范圍為350～400 V，在負(fù)載100%條件下，母線輸出電壓為400 V，當(dāng)負(fù)載低于40%的條件下，開關(guān)頻率的提高會導(dǎo)致開關(guān)電源效率下降明顯，此時調(diào)整母線電壓，保證輸出電壓恒定的同時又降低開關(guān)頻率，提高電源效率。0～1.5 s母線電壓與輸出電壓的變化情況如圖6所示。圖6(a)中，0～1 s的區(qū)間當(dāng)中保持輕載的情況下，母線電壓的有效值保持在350 V，只需要通過調(diào)整 LLC 電路的開關(guān)頻率來穩(wěn)定輸出電壓；1.0～1.5 s，母線電壓從350 V調(diào)整至370 V，母線電壓隨著輸出電壓下降而下降，此時進(jìn)行頻率限制，提高母線電壓至370 V。由圖6(b)可見，在1 s處，負(fù)載從輕載切換至重載，輸出電壓瞬時下降，需要降低開關(guān)頻率以滿足增益需求。先固定重載下的開關(guān)頻率為69 kHz，再調(diào)整母線電壓。

圖6 0～1.5 s母線電壓與輸出電壓的變化Fig.6 Changes in bus voltage and output voltage from 0 to 1.5 seconds

2.5～3.5 s母線電壓與輸出電壓的變化情況如圖7所示。圖7(a)中，在2.5 s處，負(fù)載從重載切換至輕載，維持開關(guān)頻率69 kHz不變，調(diào)整母線電壓至350 V，此時再根據(jù)增益變化，調(diào)整開關(guān)頻率穩(wěn)定在諧振頻率點(diǎn)附近(略低于諧振頻率)。這樣，可以確保LLC變換器實(shí)現(xiàn)原邊零電壓開通、副邊零電流關(guān)斷的工作狀態(tài)。

圖7 2.5～3.5 s母線電壓與輸出電壓的變化Fig.7 Changes in bus voltage and output voltage from 2.5 to 3.5 seconds

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與對比分析

圖8為LLC電路開關(guān)頻率和增益圖。在實(shí)際應(yīng)用中，LLC諧振變換器在全負(fù)載范圍內(nèi)，都要工作在感性區(qū)域。滿載設(shè)計在諧振頻率點(diǎn)處，可以實(shí)現(xiàn)高效率。需要注意的是，當(dāng)空載甚至輕載時，開關(guān)頻率需要增高以降低增益，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)定輸出，即空載在圖8中a1點(diǎn)，在該點(diǎn)，輸出整流無法實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。

圖8 LLC電路開關(guān)頻率和增益圖Fig.8 LLC circuit switching frequency and gain

DC-DC開關(guān)管的開關(guān)頻率及LLC副邊二極管電壓電流情況如圖9所示。圖9(a)為傳統(tǒng)調(diào)整開關(guān)頻率控制方式。重載時，開關(guān)頻率控制在70 kHz；輕載時，開關(guān)頻率穩(wěn)定在105 kHz，超過諧振頻率點(diǎn)(100 kHz)，副邊整流二極管丟失零電流關(guān)斷工作狀態(tài)，如圖9(b)所示，零電流關(guān)斷存在損耗。圖9(c)為調(diào)整母線電壓的控制方式。重載時，開關(guān)頻率控制在70 kHz；輕載時，開關(guān)頻率穩(wěn)定在80 kHz，低于諧振頻率(100 kHz)，副邊整流二極管滿足零電流關(guān)斷工作狀態(tài)，如圖9(d)所示，零電流關(guān)斷不存在損耗。

圖9 DC-DC開關(guān)管的開關(guān)頻率及LLC副邊二極管電壓電流Fig.9 DC-DC switch tube switch frequency and LLC vice side of the diode voltage and current

由圖9的 DC-DC開關(guān)管的開關(guān)頻率及LLC副邊二極管電壓電流，并對比傳統(tǒng)開關(guān)頻率控制與調(diào)整母線電壓控制方式，可以得到：調(diào)整母線電壓控制方式，一方面，可以確保全負(fù)載范圍內(nèi)滿足LLC諧振變換器工作在原邊零電壓開通、副邊零電流關(guān)斷，降低損耗；另一方面，開關(guān)頻率調(diào)整范圍更小，輕載磁芯損耗小。圖10為傳統(tǒng)控制方式與調(diào)整母線控制方式的電源效率的負(fù)載效率曲線對比圖。由圖10可見，對于傳統(tǒng)控制方式，在負(fù)載低于40%情況下，整體效率下滑明顯，10%負(fù)載時，只有不到80%的效率；而對于調(diào)整母線控制方式，在負(fù)載大于20%的情況下，效率維持在89%以上，10%的負(fù)載條件下有86%的效率，整體效率提升了4.1%。

圖10 負(fù)載效率曲線Fig.10 Load efficiency curve

5 結(jié)論

本文針對通信電源在輕重負(fù)載切換效率不高的問題，通過LLC諧振頻率觸發(fā)母線電壓進(jìn)行調(diào)控，在此基礎(chǔ)上，將前后級電路進(jìn)行聯(lián)動，優(yōu)化傳統(tǒng)LLC控制方式。Matlab/Simulink仿真實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于改變母線電壓的控制方式，能把LLC電路的開關(guān)頻率穩(wěn)定在最佳工作點(diǎn)附近，并能夠保持副邊二極管的零電流關(guān)斷，使LLC電路全負(fù)載范圍內(nèi)的效率提升了4.1%。

雖然通過改變母線電壓的控制方式對LLC工作效率有一定的提高，但是，由于涉及前后兩級電路的相互觸發(fā)，從開關(guān)頻率曲線可以看出，輕重載切換時母線電壓相應(yīng)速度還是需要0.5 s的響應(yīng)時間，對前后電路的聯(lián)動性產(chǎn)生了影響，今后將針對兩級電路聯(lián)動控制進(jìn)一步研究。