江師齊 王 衛(wèi) 王盼寶 徐殿國(guó)

一種結(jié)構(gòu)對(duì)稱型電磁集成電磁干擾濾波器分析與設(shè)計(jì)

江師齊 王 衛(wèi) 王盼寶 徐殿國(guó)

（哈爾濱工業(yè)大學(xué)電氣工程及自動(dòng)化學(xué)院 哈爾濱 150001）

針對(duì)電力電子變換器高頻化發(fā)展趨勢(shì)下電磁干擾（EMI）問題及其給高功率密度化設(shè)計(jì)帶來的挑戰(zhàn)，該文利用柔性多層帶材（FMLF）技術(shù)，提出一種結(jié)構(gòu)對(duì)稱型EMI濾波器電磁集成設(shè)計(jì)方案。此方案通過共模（CM）電容-線電感和差模（DM）電容-CM電感基本集成單元推演出基于UU型磁心的L/N對(duì)稱型EMI濾波器全集成結(jié)構(gòu)，并采用合理的端口配置方式實(shí)現(xiàn)CM和DM濾波元件功能解耦，從而簡(jiǎn)化CM和DM集總等效電路，進(jìn)而簡(jiǎn)化其參數(shù)分析、整定和設(shè)計(jì)。以一臺(tái)輸出功率為500W的SiC-MOSFET高頻電壓源逆變器為實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，在利用Maxwell軟件進(jìn)行合理性驗(yàn)證的前提下，分別設(shè)計(jì)分立型、磁集成型和電磁集成型EMI濾波器樣機(jī)并進(jìn)行對(duì)比實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證了所提方案的可行性和有效性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，在CM和DM插入損耗設(shè)計(jì)目標(biāo)相同的情況下，所提電磁集成方案可有效減小體積和質(zhì)量，有助于提升系統(tǒng)功率密度。

高頻變換器 電磁干擾（EMI） 電磁集成 EMI濾波器 柔性多層帶材（FMLF） 共模（CM） 差模（DM）

0 引言

近年來，在電力開關(guān)管高頻化發(fā)展趨勢(shì)下，電磁干擾（Electromagnetic Interference, EMI）問題的解決已成為開關(guān)電源、電驅(qū)系統(tǒng)、逆變系統(tǒng)等電力電子變換器設(shè)計(jì)過程中的一個(gè)重要挑戰(zhàn)[1-3]。過高的EMI水平不僅會(huì)直接影響該系統(tǒng)自身的工作性能和使用壽命，還會(huì)間接干擾周圍電氣設(shè)備的正常運(yùn)行，尤其是與干擾源共地的設(shè)備[4]。因此，許多國(guó)際權(quán)威機(jī)構(gòu)提出了相應(yīng)的電磁兼容（Electromagnetic Compatibility, EMC）標(biāo)準(zhǔn)，如歐盟EN系列和國(guó)際電工委員會(huì)CISPR系列標(biāo)準(zhǔn)[5-6]。這些標(biāo)準(zhǔn)均對(duì)電氣設(shè)備在150kHz～30MHz頻率范圍內(nèi)的傳導(dǎo)EMI噪聲幅值提出了限制要求。

由于產(chǎn)生和影響EMI的因素非常多，很難通過消除干擾源的方法從根本上解決EMI問題。因此，采用EMI濾波器一直以來都是抑制電力電子變換器傳導(dǎo)EMI最基本和最重要的方法。無源EMI濾波器（Passive EMI Filter, PEF）不僅性能穩(wěn)定、易于設(shè)計(jì)，而且成本較低，因此被廣泛應(yīng)用于工業(yè)領(lǐng)域[7]。PEF通常包括共模（Common-Mode, CM）和差模（Differential-Mode, DM）濾波元件。其中，CM濾波電路一般為CL型結(jié)構(gòu)，DM濾波電路為L(zhǎng)C型或p（CLC）型結(jié)構(gòu)。因?yàn)镃M和DM EMI噪聲傳導(dǎo)路徑不同，所以其相應(yīng)的濾波電路端口配置有所差異。CM電容連接于相線和地之間，其容值受限于漏電流標(biāo)準(zhǔn)，因此往往需要較大的CM電感來滿足CM衰減需求。而DM電容連接于相線之間，其耐壓值須大于或等于線電壓，而且所取容值相對(duì)較大，這直接使DM電容具有較大的體積。另外，CM電感的漏感往往太小而無法滿足DM衰減需求，通常需要配置獨(dú)立的DM電感。上述因素促使EMI濾波器成為了電力電子變換器中體積和質(zhì)量來源的主要功能模塊之一。相關(guān)文獻(xiàn)指出，EMI濾波器的體積和質(zhì)量占比有時(shí)可高達(dá)整個(gè)系統(tǒng)的50%[8]，這是提升系統(tǒng)功率密度的一個(gè)主要障礙。因此，如何設(shè)計(jì)有效的緊湊型、輕量型EMI濾波器是電力電子系統(tǒng)高頻化發(fā)展面臨的一個(gè)關(guān)鍵問題，有待進(jìn)一步研究。

利用無源集成技術(shù)一直以來都是減小功率濾波電路體積和質(zhì)量最典型的方法。根據(jù)集成對(duì)象性質(zhì)，無源集成技術(shù)主要分為以下兩種類型[9]：

（1）磁集成技術(shù)：感性元件的集成設(shè)計(jì)。

（2）電磁集成技術(shù)（Electromagnetic Integration Technique, EMIT）：容性和感性元件的集成設(shè)計(jì)。

磁集成技術(shù)旨在利用合理的磁心結(jié)構(gòu)，采用磁耦合或解耦的方式實(shí)現(xiàn)不同功能磁性元件的集成設(shè)計(jì)，在電力電子變換器中被廣泛運(yùn)用[10-12]。但由于集成對(duì)象類型的單一化，其發(fā)展有很大的局限性。相比之下，新興的EMIT則具有更好的發(fā)展和應(yīng)用前景?，F(xiàn)行EMIT包括平面電磁集成和基于柔性多層帶材（Flexible Multi-Layer Foil, FMLF）的電磁集成兩種類型，相比于前者，后者具有減小繞組總長(zhǎng)度、縮減使用面積和減少渦流損耗等優(yōu)勢(shì)[9, 13]。目前，在電力電子相關(guān)領(lǐng)域還未建立成熟的FMLF技術(shù)應(yīng)用體系，許多研究人員正致力于這一技術(shù)的深入開發(fā)，包括其在諧振變換器、多級(jí)變換器、諧波濾波器和EMI濾波器優(yōu)化設(shè)計(jì)等方面的研究[14-17]。文獻(xiàn)[18]提出了一種高集成度CM扼流圈，利用柔性帶材技術(shù)將CM電感和CM電容集成到一個(gè)磁心單元，以減小整個(gè)濾波器的體積和質(zhì)量。但此方案將CM電感的漏感作為DM電感，使DM插入損耗受到較大限制且不易控制。而且往往需要額外配置DM電容來改善DM插入損耗，致使濾波模塊集成度降低。為了彌補(bǔ)此缺陷，文獻(xiàn)[19]設(shè)計(jì)了兩種改進(jìn)型EMI濾波器電磁集成結(jié)構(gòu)：一種結(jié)構(gòu)可實(shí)現(xiàn)CM電感、CM電容和DM電容的集成；另一種結(jié)構(gòu)在此基礎(chǔ)上進(jìn)一步集成了DM電感。但前者交錯(cuò)并聯(lián)的雙線（L和N線）繞組結(jié)構(gòu)，使CM電感的漏感非常小，DM噪聲抑制能力也因此具有較大局限性；后者雖兼具較好的CM和DM插入損耗，但其非相線對(duì)稱結(jié)構(gòu)容易導(dǎo)致L和N線阻抗失衡，產(chǎn)生CM噪聲向DM噪聲轉(zhuǎn)化的現(xiàn)象，不利于噪聲抑制[12]。

本文針對(duì)上述問題，利用UU型磁心設(shè)計(jì)了一種結(jié)構(gòu)對(duì)稱型EMI濾波電路全集成方案。所提結(jié)構(gòu)包含4個(gè)FMLF繞組，兩個(gè)單層繞組作為CM電容和DM電感集成單元，兩個(gè)多層繞組作為CM電感和DM電容集成單元。另外，通過合理的端口配置方式，可實(shí)現(xiàn)CM和DM濾波電路功能解耦，進(jìn)而可簡(jiǎn)化濾波器的CM和DM等效電路，便于參數(shù)分析和設(shè)計(jì)。最后，本文針對(duì)一臺(tái)500W高頻逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，設(shè)計(jì)所提電磁集成EMI濾波器樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)測(cè)試和對(duì)比分析來驗(yàn)證所提方案的可行性。

1 所提EMI濾波電路電磁集成結(jié)構(gòu)

基于FMLF技術(shù)的電磁集成基本原理示意圖如圖1所示，圖中，F(xiàn)MLF繞組由絕緣層、電介質(zhì)層和導(dǎo)體層組成。絕緣層起隔離保護(hù)作用；導(dǎo)體層作為電能傳輸層主要充當(dāng)電感線圈，有時(shí)根據(jù)需要也可作為接地層；電介質(zhì)層內(nèi)嵌于不同電氣層之間，可用以形成不同形式的電容。

圖1 基于FMLF技術(shù)的電磁集成原理示意圖

圖2所示為四端口FMLF繞組模型在兩種不同端口激活模式下的等效電路。在模式1下，繞組1等效為一個(gè)獨(dú)立線電感和CM電容組成的三端口電路。在模式2下，繞組2等效為一個(gè)CM電感和DM電容組成的四端口電路。這兩種結(jié)構(gòu)足以滿足EMI濾波器設(shè)計(jì)需求，可將繞組1或其衍生繞組作為DM電感和CM電容基本集成單元，將繞組2或其衍生繞組作為CM電感和DM電容基本集成單元。一般情況下，DM電感和CM電容設(shè)計(jì)值均較小，而CM電感和DM電容設(shè)計(jì)值均較大。根據(jù)文獻(xiàn)[17]，本文采用單電氣層（L或N線層數(shù)為1）FMLF繞組來設(shè)計(jì)DM電感和CM電容集成單元，采用多電氣層（L或N線層數(shù)大于1）FMLF繞組來設(shè)計(jì)CM電感和DM電容集成單元。圖3所示為UI磁心、單電氣層繞組（W-S）和多電氣層繞組（W-M）構(gòu)成的EMI濾波器子模塊，圖3a為其端口配置和等效電路。此時(shí)，由于只有單個(gè)W-S，所以只能在單一相線上形成濾波電感，而且也無法形成對(duì)稱的CM電容。另外，如圖3b～圖3c所示，在DM電流激勵(lì)下，W-M中L和N線繞組產(chǎn)生的磁動(dòng)勢(shì)會(huì)相互抵消，總磁動(dòng)勢(shì)等效為W-S產(chǎn)生的磁動(dòng)勢(shì)；在CM電流激勵(lì)下，W-M中L和N線繞組產(chǎn)生的磁動(dòng)勢(shì)相互增強(qiáng)，但W-S的自感會(huì)使其所在相線的線路電感增大。

圖2 FMLF繞組在不同端口激活方式下的等效模型

圖3 EMI濾波電路電磁集成子模塊

根據(jù)上述分析，子模塊的CM和DM電路均為非對(duì)稱結(jié)構(gòu)，若要實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)對(duì)稱型EMI濾波電路的電磁集成，則至少需要兩個(gè)單電氣層繞組用以均衡L和N線線路阻抗及其對(duì)地阻抗。據(jù)此，本文基于UU型磁心，利用兩組子模塊進(jìn)行有機(jī)組合，其結(jié)構(gòu)如圖4a所示。圖中，T1(a～c)、T2(a～d)、T3(a～c)和T4(a～d)分別為繞組W1、W2、W3和W4的電氣連接端子。兩個(gè)單電氣層繞組W1和W3采用端口激活模式1，繞組間采取DM耦合接法；兩個(gè)多電氣層繞組W2和W4采用端口激活模式2，繞組間采取CM耦合接法。如此，W1和W3分別構(gòu)成L線和N線DM電感- CM電容集成模塊，W2和W4共同構(gòu)成CM電感-DM電容集成模塊。另外，此接線方式不僅利用了W1和W3之間的DM全耦合、W2和W4之間的CM全耦合，而且可同時(shí)實(shí)現(xiàn)W1（或W3）與W2（或W4）之間的解耦。如圖4b和圖4c所示，在DM電流激勵(lì)下，W1和W3產(chǎn)生的磁通1_DM和3_DM相互增強(qiáng)，W2和W4中L和N線繞組產(chǎn)生的磁通相互抵消；而在CM電流激勵(lì)下，W1和W3產(chǎn)生的磁通相互抵消，W2和W4產(chǎn)生的磁通2_CM和4_CM則相互增強(qiáng)。

圖4 結(jié)構(gòu)對(duì)稱型EMI濾波電路電磁集成設(shè)計(jì)

2 所提結(jié)構(gòu)模型分析與參數(shù)設(shè)計(jì)

對(duì)所提結(jié)構(gòu)進(jìn)行模型分析是對(duì)其進(jìn)行參數(shù)辨識(shí)和參數(shù)設(shè)計(jì)的基礎(chǔ)。本節(jié)基于電磁集成EMI濾波器分布參數(shù)模型，在分析各部分參數(shù)主要作用及影響的前提下合理簡(jiǎn)化其CM和DM等效電路，進(jìn)而為其實(shí)際應(yīng)用提供參數(shù)設(shè)計(jì)準(zhǔn)則。

2.1 模型分析

以每一匝作為一個(gè)子單元，可將所設(shè)計(jì)全集成EMI濾波電路電磁分布參數(shù)模型描繪為如圖5所示結(jié)構(gòu)。圖中，1和2分別為W1（或W3）和W2（或W4）的匝數(shù)；1(1～N2)（或1(1～N1)）、2(1～N2)（或2(1～2)）、3(1～1)（或3(1～1)）和4(1～2)（或4(1～2)）分別為W1、W2、W3和W4中各匝分布電容（或電感）；C1(1～(N1-1))和C3(1～(N1-1))分別為W1和W3中第與第+1匝繞組間通過絕緣層形成的跨越寄生電容，=1, 2,…,1-1；C2(1～(N2-1))和C4(1～(N2-1))分別為W2和W4中第與第+1匝繞組間跨越寄生電容，=1, 2,…,2-1；1pq和3pq分別為W1和W3中第匝和第匝繞組間的互感，,=1, 2,…,1且≠；2jk和4jk分別為W2和W4中第匝和第匝繞組間的互感，,=1, 2,…,2且≠；1p-3q（或2j-4k）為W1中第匝與W3中第匝（或W2中第匝與W4中第匝）繞組間的互感，此時(shí)與，與可相等。由圖5可知，在CM信號(hào)激勵(lì)下，只有W1與W3產(chǎn)生的電容和W2與W4產(chǎn)生的電感發(fā)揮作用；在DM信號(hào)激勵(lì)下，則主要是W1與W3產(chǎn)生的電感和W2與W4產(chǎn)生的電容生效。另外，W1和W3中跨越電容分布在相線和地之間，呈CM連接模式；W2和W4中跨越電容分布于L和N線之間，呈DM連接模式。但由于絕緣層的厚度遠(yuǎn)大于電介質(zhì)層，且其介電常數(shù)較小，因此在預(yù)期設(shè)計(jì)中可忽略跨越電容對(duì)CM和DM電容的影響。根據(jù)上述分析，所提電磁集成結(jié)構(gòu)的集總等效電路如圖6a所示。圖中，W1、W2、W3和W4分別為繞組W1、W2、W3和W4形成的線電感；W1、W2、W3和W4分別為對(duì)應(yīng)繞組形成的分布電容。

圖5 所提結(jié)構(gòu)電磁分布參數(shù)模型

圖6 電磁集成EMI濾波器集總等效電路

由圖6a可分別得到全集成EMI濾波器的CM和DM等效電路，如圖6b和圖6c所示。CM結(jié)構(gòu)等效為Γ型濾波電路，CM為CM電容；CM_L和CM_N分別為L(zhǎng)和N線上CM線路電感；CM-eq和CM-eq分別為等效CM濾波電容和電感。DM結(jié)構(gòu)等效為p型濾波電路，DM1和DM分別為由W1& W3和W2& W4形成的等效DM電容；DM-eq為等效DM電感?；谝陨戏治觯蓪?duì)所提電磁集成EMI濾波器的濾波參數(shù)進(jìn)行估算，進(jìn)而可在實(shí)際應(yīng)用中按需設(shè)計(jì)集成參數(shù)。

2.2 參數(shù)設(shè)計(jì)

2.2.1 CM濾波參數(shù)

由于結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的對(duì)稱性，在上述CM等效濾波電路中，CM=W1=W3；W2=W4；CM_L=CM_N=W2+W4。等效CM濾波電容和電感可表示為

式中，i和c分別為對(duì)應(yīng)繞組絕緣層和導(dǎo)體層的厚度；0和r分別為真空磁導(dǎo)率和磁心的相對(duì)磁導(dǎo)率；和為磁心邊柱尺寸；eq和eq分別為磁回路等效長(zhǎng)度和橫截面積，磁心尺寸示意圖如圖7所示。

圖7 磁心尺寸示意圖

2.2.2 DM濾波參數(shù)

在DM濾波電路中，W2=W4；W1=W3。等效DM濾波電容和電感可表示為

式中，t2和e分別為W2或W4的總長(zhǎng)度及其電氣層的寬度；1_DM和3_DM分別為W1和W3在DM激勵(lì)下產(chǎn)生的磁通。

另外，需要考慮磁心的防磁飽和設(shè)計(jì)。由于CM電流往往非常小，而且只有部分會(huì)流經(jīng)繞組，因此CM電流產(chǎn)生的磁通一般很小，磁回路中的磁通則主要由工頻電流激勵(lì)下的DM電感繞組產(chǎn)生。這些磁通會(huì)給磁心帶來一定的偏置磁通密度，如果偏置磁通密度過大，使磁心飽和，則會(huì)嚴(yán)重?fù)p害濾波器濾波性能。為避免上述不利情況，設(shè)計(jì)參數(shù)需滿足

式中，sat為磁心的飽和磁通密度；max和max分別為系統(tǒng)工作在最大功率點(diǎn)時(shí)的電流和磁心磁通密度。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提方案的可行性和有效性，本節(jié)以一臺(tái)500W SiC-MOSFET逆變器為設(shè)計(jì)對(duì)象進(jìn)行仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。高頻逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如圖8所示，系統(tǒng)采用雙極性SPWM策略，開關(guān)頻率為100kHz，直流側(cè)輸入電壓為400V。

圖8 高頻逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)

本設(shè)計(jì)以滿足EN55011 B類設(shè)備電磁干擾標(biāo)準(zhǔn)為目標(biāo)，利用一款內(nèi)置共差模分離器的單相LISN來檢測(cè)系統(tǒng)的傳導(dǎo)EMI噪聲。首先測(cè)試系統(tǒng)未配置EMI濾波器時(shí)初始CM和DM EMI噪聲，再根據(jù)噪聲衰減需求得到預(yù)期的CM和DM濾波參數(shù)，進(jìn)而以實(shí)現(xiàn)預(yù)期參數(shù)為目標(biāo)指導(dǎo)電磁集成EMI濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)。針對(duì)本平臺(tái)，預(yù)期設(shè)計(jì)的濾波器參數(shù)分別為：CM-eq=3mH；DM-eq=100mH；CM=2 200pF；DM=0.1mF。另外，所采用的UU型磁心型號(hào)為TDK公司旗下的PC40 UU58/33/14，其相對(duì)磁導(dǎo)率r= 2 300（23℃），飽和磁通密度sat=500mT（23℃）、380mT（100℃）。為減小W1和W3帶來的偏置磁通密度，本方案利用兩組上述UU型磁心進(jìn)行層疊，以增加磁路的橫截面積。在繞組設(shè)計(jì)中，分別采用耐高溫絕緣膠帶、柔性銅箔和聚酰亞胺（Polyimide, PI）薄膜作為絕緣層、導(dǎo)體層和電介質(zhì)層。相比于市場(chǎng)上其他幾種電介質(zhì)薄膜材料（如聚丙烯和聚苯硫醚），PI膜具有較好的綜合性能，其相對(duì)介電常數(shù)較大（約為3.5），而且具有較高的擊穿電壓（280V/mm）和較好的耐高溫性。根據(jù)第2節(jié)內(nèi)容，結(jié)合所選材料（包括磁心和帶材）的尺寸和特性，繞組W1～W4的設(shè)計(jì)參數(shù)見表1。1=2，此時(shí)由W1和W3引入的偏置磁通密度計(jì)算值為192.7mT，滿足防磁飽和設(shè)計(jì)要求。需注意的是，為統(tǒng)一各繞組線路中的電流密度，W1和W3中導(dǎo)體層厚度是W2和W4中導(dǎo)體層厚度的2倍。另外，絕緣層和電介質(zhì)層的寬度略大于導(dǎo)體層，其目的是給相鄰導(dǎo)體層間提供一定的位置容錯(cuò)率，避免相鄰導(dǎo)體層因易接觸而發(fā)生短路。

表1 電磁集成EMI濾波器設(shè)計(jì)參數(shù)

圖9所示為設(shè)計(jì)的結(jié)構(gòu)對(duì)稱型電磁集成EMI濾波器樣機(jī)，其等效集總參數(shù)的期望值、計(jì)算值和測(cè)量值見表2，測(cè)量值與計(jì)算值比較接近，基本滿足設(shè)計(jì)預(yù)期。此外，為體現(xiàn)所提電磁集成濾波器的良好EMI抑制效果和其在提升系統(tǒng)功率密度方面的優(yōu)勢(shì)，設(shè)計(jì)了傳統(tǒng)分立型和磁集成型EMI濾波器與之對(duì)比。如圖10a、圖10b所示，兩者均采用與電磁集成EMI濾波器相同的磁心，繞組采用直徑為1.4mm的漆包線繞制（使導(dǎo)體橫截面積與FMLF繞組導(dǎo)體層的橫截面積基本一致）。如此，在確保不同類型EMI濾波器各參數(shù)（包括磁心型號(hào)、繞組匝數(shù)、電流密度以及磁心磁通密度）相同的情況下，體現(xiàn)電磁集成方案的優(yōu)勢(shì)。在分立型濾波器中，UU型磁心用以設(shè)計(jì)CM電感，其結(jié)構(gòu)如圖10c所示，并按照濾波參數(shù)期望值額外配置了2個(gè)50mH的獨(dú)立DM電感、2個(gè)2 200pF的CM電容和1個(gè)0.1mF的DM電容。在磁集成濾波器中，UU型磁心用以設(shè)計(jì)CM和DM集成電感，其結(jié)構(gòu)如圖10d所示，所配置的CM和DM電容與前者相同。上述三種EMI濾波器的質(zhì)量和體積對(duì)比如圖11所示，相比于分立結(jié)構(gòu)，所提方案可使質(zhì)量和體積分別減小12.8%和22.4%；相比于磁集成結(jié)構(gòu)，所提方案在質(zhì)量上雖無明顯優(yōu)勢(shì)，但其體積可減少13.0%。

圖9 結(jié)構(gòu)對(duì)稱型電磁集成EMI濾波器樣機(jī)

表2 電磁集成EMI濾波器等效集總參數(shù)

當(dāng)系統(tǒng)以額定功率輸出時(shí)，輸出端電壓和電流波形如圖12所示，此時(shí)，電流峰值max約為3.2A。以3.2A DM電流為激勵(lì)，在Maxwell環(huán)境下對(duì)不同類型EMI濾波電感的磁通分布進(jìn)行有限元仿真分析，結(jié)果如圖13所示。由圖13a可知，CM繞組產(chǎn)生的磁通較小，在分立型CM電感中一般不會(huì)引起磁飽和問題。而從圖13a與圖13b之間的對(duì)比可知，DM繞組是磁路中磁通的主要來源。在CM和DM集成電感中，磁通顯著增加，磁心的平均分布磁通密度約為200mT，最大磁通密度約為250mT。在電磁集成EMI濾波器中，磁心的磁通分布情況與前者類似，如圖13d所示，符合設(shè)計(jì)預(yù)期。另外，通過圖13a與圖13c的對(duì)比可發(fā)現(xiàn)，柔性帶材繞組有利于減小漏磁，可以在一定程度上減少輻射干擾。

圖10 分立型和磁集成型EMI濾波器

圖12 逆變系統(tǒng)以額定功率輸出時(shí)電壓和電流波形

圖13 不同類型集成濾波器的磁通分布

為直觀體現(xiàn)所設(shè)計(jì)濾波器的EMI衰減性能，利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對(duì)其CM和DM插入損耗進(jìn)行測(cè)試，結(jié)果如圖14所示。三種濾波器在低頻段（1MHz以內(nèi)）的插入損耗非常接近，但因其寄生參數(shù)的差異導(dǎo)致高頻段性能具有較大差異。從整體上看，在150kHz～10MHz頻段內(nèi)，三種濾波器均具備較高的CM和DM插入損耗，但在10MHz以上，插入損耗大幅度減小。

最后，分別測(cè)試配置EMI濾波器前后系統(tǒng)傳導(dǎo)EMI頻譜，通過對(duì)比分析進(jìn)一步驗(yàn)證所提方案的有效性。圖15給出了系統(tǒng)電路結(jié)構(gòu)及電磁集成EMI濾波器的端口配置方式，對(duì)于分立型和磁集成EMI濾波器，則均以CM電容側(cè)為輸入端即可。在不同情況下，系統(tǒng)傳導(dǎo)EMI測(cè)試結(jié)果如圖16所示。由圖16a、圖16b可知，系統(tǒng)CM和DM底噪均較低，符合測(cè)試標(biāo)準(zhǔn)，而當(dāng)系統(tǒng)以額定輸出功率運(yùn)行時(shí)，EMI噪聲顯著增加。系統(tǒng)CM噪聲在整個(gè)測(cè)試頻段內(nèi)都保持較高幅值，大幅度超出標(biāo)準(zhǔn)限值要求。而在前級(jí)諧波濾波器的作用下，DM噪聲已得到較大程度的衰減，尤其是低頻段，所以其幅值相對(duì)較低。圖16c和圖16d分別為配置不同類型EMI濾波器時(shí)系統(tǒng)CM和DM噪聲頻譜，可以看出，三種EMI濾波器整體上具有相近的CM和DM噪聲抑制能力，體現(xiàn)了所提電磁集成EMI濾波器設(shè)計(jì)方案的可行性。通過圖16a與圖16c之間的對(duì)比可知，所設(shè)計(jì)的濾波器均能顯著衰減CM噪聲，只是寄生參數(shù)的影響導(dǎo)致其在20MHz以上頻帶的衰減度略顯不足，這是EMI濾波器設(shè)計(jì)中普遍存在的問題。同樣，寄生參數(shù)也會(huì)削弱高頻DM噪聲抑制能力，但由于DM噪聲衰減需求量較小，濾波器仍可提供足夠的高頻衰減量。如圖16d所示，DM噪聲整體上可滿足標(biāo)準(zhǔn)。

圖14 不同類型EMI濾波器的插入損耗

圖15 電磁集成EMI濾波器在逆變系統(tǒng)中的端口配置方式

圖16 傳導(dǎo)EMI實(shí)測(cè)結(jié)果

4 結(jié)論

本文提出了一種基于柔性帶材技術(shù)的結(jié)構(gòu)對(duì)稱型EMI濾波器電磁集成設(shè)計(jì)方案。該方案利用UU型磁心和柔性多層帶材繞組將EMI濾波器的感性和容性濾波元件集成在一個(gè)磁心單元，并同時(shí)實(shí)現(xiàn)CM和DM元件的功能解耦。文中給出了所提結(jié)構(gòu)的電磁分布參數(shù)模型及其性能分析，并進(jìn)一步得到其集總參數(shù)等效電路，為參數(shù)設(shè)計(jì)提供了理論基礎(chǔ)。最后，以一臺(tái)高頻SiC-MOSFET逆變器為設(shè)計(jì)對(duì)象對(duì)所提方案進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)分析。結(jié)果表明，在保持設(shè)計(jì)參數(shù)基本一致的情況下，較之傳統(tǒng)分立型和磁集成EMI濾波器，所提電磁集成濾波器不僅具備相似的EMI抑制能力，而且其質(zhì)量和體積明顯減小。所提方案可為解決高頻電力電子變換器EMI問題提供新思路，使之更好地順應(yīng)高功率密度發(fā)展趨勢(shì)。

現(xiàn)有研究暫未具體考慮柔性帶材繞組寄生參數(shù)的產(chǎn)生機(jī)理及其抑制方法，同時(shí)對(duì)柔性帶材繞組在緩解輻射干擾問題上的潛在優(yōu)勢(shì)未做深入討論，后續(xù)工作將重點(diǎn)對(duì)上述問題展開分析和研究。

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Analysis and Prototyping of the Electromagnetic Integration of a Structure-Symmetrical Electromagnetic Interference Filter

（School of Electrical Engineering and Automation Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）

Aiming at the electromagnetic interference (EMI) issue and the associated challenge to high power density design under the trend of high frequency of power electronic converters, a flexible multi-layer foil (FMLF) technique based electromagnetic integration scheme of a structure-symmetrical EMI filter is proposed in this paper. In this scheme, the UU-cores based fully integrated structure of L/N-line-symmetric EMI filter is derived from the basic integrated units of common-mode (CM) capacitor & line-inductor, and differential-mode (DM) capacitor & CM inductor. Moreover, a reasonable terminal-configuration is utilized to realize the function-decoupling of CM and DM filtering components, which can predigest the CM and DM lumped equivalent circuits, there by simplifying the parameters’ analysis, calibration and design. Taking a high-frequency SiC-MOSFET voltage source inverter with 500W output power as the experimental platform, the discrete, magnetic integrated and electromagnetic integrated EMI filter prototypes are built for comparative experiments on the premise of using Maxwell software to verify the rationality and feasibility of the proposed scheme. In addition, the results indicate that the proposed electromagnetic integrated approach can effectively reduce the size and weight, and contribute to increasing the system power density under the same design objectives of CM and DM insertion losses.

High-frequency converter, electromagnetic interference (EMI), electromagnetic integration, EMI filter, flexible multi-layer foil (FMLF), common-mode (CM), differential-mode (DM)

TM46

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220300

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目（51977045）和國(guó)網(wǎng)黑龍江省電力有限公司科技合作項(xiàng)目（5224372003）資助。

2022-03-07

2022-04-07

江師齊 男，1994年生，博士研究生，研究方向?yàn)槟孀兿到y(tǒng)電磁干擾與電磁兼容，以及無源器件電磁集成設(shè)計(jì)。

E-mail: jiangshiqi@hit.edu.cn

王盼寶 男，1984年生，博士，副教授，研究方向?yàn)槲㈦娋W(wǎng)運(yùn)行控制與互聯(lián)技術(shù)、高集成度變換器拓?fù)渑c優(yōu)化技術(shù)等。

E-mail: wangpanbao@hit.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠(chéng)）