郭志浩，王春芳，楊凌云，丁祥昱，盧心雨

（青島大學(xué)電氣工程學(xué)院，青島 266071）

無線電能傳輸WPT（wireless power transfer）系統(tǒng)在無直接電氣連接的情況下可將電能由電源端傳輸至負(fù)載端[1-3]，由于其具有方便、安全與無機(jī)械損耗的特點(diǎn)，受到各行業(yè)青睞[4-5]。電動汽車以電能作為動力來源，如何安全、方便、快捷地對電動汽車進(jìn)行充電成為亟待解決的問題[6-7]。

目前WPT 系統(tǒng)主要應(yīng)用全橋逆變器將直流電逆變?yōu)楦哳l交流電[8]，全橋逆變器需要4 個(gè)開關(guān)管，系統(tǒng)體積較大，成本較高；控制復(fù)雜，具有橋臂直通的問題[9-10]，可靠性較低[11]。相比之下，單管逆變電路僅采用單個(gè)開關(guān)管，成本低；僅控制單個(gè)開關(guān)管[12]，控制簡單；無橋臂直通問題[13]，安全可靠，更適用于電動汽車無線充電[14]。然而，由于單管逆變電路結(jié)構(gòu)的特殊性（原邊僅能采用并聯(lián)電容補(bǔ)償），無法像全橋逆變器一樣直接進(jìn)行并聯(lián)，導(dǎo)致單管逆變無線充電變換器的輸出功率一般為幾百瓦，無法滿足大功率充電需求[15]。文獻(xiàn)[14，16]基于DDQ 磁耦合器與BP 磁耦合器完成單管逆變器的并聯(lián)，將單管無線充電系統(tǒng)的輸出功率提高到千瓦級別，但特殊磁耦合器需要特定位置進(jìn)行解耦，增加了制作難度與成本。同時(shí)，兩種方案并未考慮并聯(lián)均流的問題，當(dāng)磁耦合器發(fā)射線圈相對位置變化時(shí)，會導(dǎo)致解耦失敗，引起線路之間的環(huán)流，降低系統(tǒng)的可靠性；且在系統(tǒng)長時(shí)間運(yùn)行過程中，元器件難免會發(fā)生老化等問題使得參數(shù)變化，導(dǎo)致電流分布不均引起環(huán)流問題，降低傳輸效率，嚴(yán)重時(shí)甚至有損壞電路的風(fēng)險(xiǎn)[17]。

為解決電動汽車無線充電成本高、控制復(fù)雜和單管逆變電路無法直接并聯(lián)拓展輸出功率的問題，本文提出了一種單管逆變器并聯(lián)的電動汽車無線充電變換器。通過改進(jìn)單管逆變電路結(jié)構(gòu)，在僅采用單個(gè)磁耦合器的情況下實(shí)現(xiàn)逆變器的直接并聯(lián)，實(shí)現(xiàn)了單管逆變電路無線充電的千瓦級傳輸。應(yīng)用均流線圈ICT（inter-cell transformer）解決了并聯(lián)均流問題，提高電路整體的可靠性。引入LC 增流結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)輸出電壓的調(diào)整，此拓?fù)錇楹銐狠敵觥Ｗ詈?，為模擬電動汽車144 V 鋰電池包充電，搭建了一臺恒壓164 V、最大輸出1.3 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證理論分析的正確性。

1 單管并聯(lián)無線電能傳輸系統(tǒng)工作原理

圖1為本文所提的基于單管LC 逆變電路的并聯(lián)拓?fù)?，? 個(gè)經(jīng)過改進(jìn)的單管逆變電路、ICT、增流LC、松耦合變壓器、整流橋與負(fù)載組成。其中VDC為輸入直流電源；Q1和Q2是各自單管LC 逆變電路中的功率開關(guān)MOSFETs；LX1CX1與LX2CX2為保證單管逆變電路可正常工作的輔助LC 諧振網(wǎng)絡(luò)，其電容CX上的電壓即為逆變器產(chǎn)生的交流輸入電壓；ICT為均流線圈，保證了并聯(lián)支路電流均衡；LC1CC1與LC2CC2為將電壓源轉(zhuǎn)換為電流源的增流LC結(jié)構(gòu)，增加電流輸入能力與輸出自由度；CP為原邊補(bǔ)償電容、CS為副邊補(bǔ)償電容；LCT（loosely coupled transformer）為松耦合變壓器。

為了直觀分析電路工作原理，將單管逆變電路逆變產(chǎn)生的高頻交流電壓用表示，且僅考慮基波。對圖1 進(jìn)行簡化，如圖2 所示。

圖1 所提基于單管電路的并聯(lián)拓?fù)銯ig.1 Proposed parallel topology based on single-switch circuit

圖2 系統(tǒng)原邊等效電路Fig.2 Equivalent circuit of system on primary side

ICT 均流線圈等效結(jié)構(gòu)如3 所示。圖3（a）中假設(shè)均流線圈原邊與副邊匝數(shù)相同且為反向緊耦合，即

應(yīng)用圖3（b）分析均流ICT 原理。假設(shè)電路工作在理想狀態(tài)下，即，流入耦合電感的電流在任意時(shí)刻，大小相等、方向相反，兩耦合電感在磁芯中產(chǎn)生相互抵消的磁通與，磁芯中總磁通為0。當(dāng)電路中除ICT 外參數(shù)發(fā)生變化時(shí)，會使得流入ICT的2 個(gè)電流大小發(fā)生變化。假設(shè)此時(shí)，根據(jù)楞次定律與電磁感應(yīng)定律，電流將在磁芯中產(chǎn)生感應(yīng)磁通，并在2 個(gè)線圈上分別產(chǎn)生感應(yīng)電動勢E1與E2，在反電動勢E1的作用下，電流不斷降低，同時(shí)在E2的作用下，電流不斷增大，直到電流再次恢復(fù)大小相等、方向相反的特征，實(shí)現(xiàn)了自動均流。

圖3 ICT 均流線圈等效結(jié)構(gòu)Fig.3 Equivalent structure of ICT current-sharing coil

在正常工作狀態(tài)下，ICT 兩電感電流大小相等、方向相反，電流在磁芯內(nèi)產(chǎn)生的磁通量同樣大小相等、方向相反，使得磁芯內(nèi)總的磁通量為0，因此磁芯內(nèi)無影響系統(tǒng)效率的渦流損耗。由于線路內(nèi)阻較小且用于繞制ICT的利茲線較短，因此使用ICT 對系統(tǒng)整體效率及實(shí)現(xiàn)ZVS 無太大影響。

根據(jù)圖2 與基爾霍夫定律推導(dǎo)可得

其中

式（4）中LCi與CCi（i=1，2）諧振，則可得原邊等效電路，如圖4 所示，根據(jù)戴維南/諾頓等效定律，可將圖4（a）簡化為圖4（b）。由于各支路使用相同參數(shù)，則LCi=LC，CCi=CC（設(shè)LC，CC為固定常數(shù)），因此電流源均為。此處僅考慮等效過程，后續(xù)負(fù)載省略。

應(yīng)用“T”型等效網(wǎng)絡(luò)，將圖4 與LCT、負(fù)載等完整的主電路一同等效為圖5（a），圖5 中參數(shù)滿足

圖4 原邊等效電路Fig.4 Equivalent circuit on primary side

根據(jù)式（5）與圖5的等效結(jié)果，可得所設(shè)計(jì)主電路輸出電壓為

圖5 互感模型結(jié)構(gòu)Fig.5 Structure of mutual inductance model

式中：M為發(fā)射線圈與接收線圈之間的互感；LC為增流電感；為單管電路形成的電壓源基波。根據(jù)式（6）可得，拓?fù)涞妮敵鲭妷簽榕c負(fù)載無關(guān)的恒壓源，與M 成正比，與LC成反比。

2 系統(tǒng)參數(shù)計(jì)算

單管逆變電路與橋式逆變電路不同，開關(guān)管所承受的電壓與LXCX網(wǎng)絡(luò)相關(guān)，一般為3～4 倍的輸入電壓，因此，輔助諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的確定對電路元器件的選型非常重要。輔助電容上的電壓為

式中：VDC為直流電壓；A為正弦電壓幅值；ω為工作角頻率；?為相角。應(yīng)用文獻(xiàn)[10]計(jì)算式（7）與Mathcad 軟件，對單管單路輸入電壓源進(jìn)行等效計(jì)算，如圖6（a）所示，圖中Vcp即為單管逆變產(chǎn)生的高頻交流電源，Vgs為驅(qū)動電壓，輸入直流電壓采用的是96 V 直流電。圖中可以看出，電容兩端電壓幅值為298 V，加上直流電源電壓96 V，開關(guān)管耐壓峰值應(yīng)為394 V，驅(qū)動信號為85 kHz。圖6（b）與（c）分別為不同輔助諧振網(wǎng)絡(luò)LXCX的值所計(jì)算的流經(jīng)LX的電流最大值以及軟開關(guān)ZVS（zero-volt age-switch）裕量的結(jié)果。理論上雖然ZVS 裕量越大越好，然而過大的ZVS 裕量伴隨著流經(jīng)電感的電流急劇增加，使得系統(tǒng)效率降低，綜合考慮ZVS裕量與系統(tǒng)的效率問題，LX選用30 μH，CX選用66 nF。

圖6 輸入電壓源計(jì)算值與計(jì)算所得不同LXCX 下流過LX的電流和ZVS 裕量Fig.6 Calculation diagram of input voltage source and calculated values of current and ZVS margin through LX under different values of LXCX

3 電路仿真

為初步驗(yàn)證理論分析的正確性，采用Saber 對主電路拓?fù)溥M(jìn)行仿真，各參數(shù)如表1 所示，輸出電壓為164 V。

表1 仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters

圖7 是單管并聯(lián)電路仿真結(jié)果。圖7（a）為驗(yàn)證電路恒壓特性，電路從5 ms 開始改變，將負(fù)載從24 Ω 逐漸改變到40 ms 時(shí)的48 Ω。可以看到，電壓從164.47 V變換到了168.26 V，變化量為3.79 V（2.31%），電流自5 ms的6.85 A 逐步降低到了40 ms 時(shí)的3.51 A，說明該電路拓?fù)渚哂辛己玫暮銐狠敵鎏匦?。圖7（b）為系統(tǒng)重要元件仿真電流或電壓，其中開關(guān)管所承受電壓為399 V，與第2節(jié)計(jì)算的394 V 幾近一致。仿真結(jié)果可以看出，兩個(gè)開關(guān)管都實(shí)現(xiàn)了ZVS。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)搭建

在理論分析與仿真實(shí)驗(yàn)的基礎(chǔ)上，搭建如圖8所示的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。

圖8 實(shí)驗(yàn)平臺Fig.8 Experimental platform

實(shí)驗(yàn)平臺由發(fā)射電路、松耦合變壓器、接收電路、IT8616 電子負(fù)載和示波器等部分組成，開關(guān)管采用SiC MOSFETs C230025120D，補(bǔ)償電容均采用金屬聚丙烯薄膜電容（CBB），LX磁芯采用KAM157-026A、LC磁芯采用KAM130-026A 與KS130-026A，副邊整流二極管型號為肖特基二極管VS-30CPH03-N3，主控制芯片為STM32F103RCT6。該系統(tǒng)由可調(diào)的直流電壓源進(jìn)行供電。實(shí)驗(yàn)元器件參數(shù)與表1 仿真數(shù)據(jù)相同，由于原、副邊線圈相同，因此僅展示原邊線圈。

4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

變負(fù)載實(shí)驗(yàn)如圖9 所示，實(shí)驗(yàn)中輸出功率范圍為300～1 300 W。其中，圖9（a）為負(fù)載由20 Ω 逐漸變?yōu)?00 Ω的輸出電壓與系統(tǒng)效率，輸入?yún)?shù)由PZ9902U 測量，輸出由IT8616 電子負(fù)載測量，在全負(fù)載范圍，系統(tǒng)效率一直保持在85%以上，在RL=20 Ω時(shí)，系統(tǒng)達(dá)到最大效率90.2%。圖9（b）為所提拓?fù)涞乃矐B(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，圖中所示為負(fù)載由40 Ω切換至80 Ω，待系統(tǒng)穩(wěn)定后再切換至40 Ω的輸出電流和電壓。可以看出，在切負(fù)載前后，系統(tǒng)輸出電壓波動較小，表明系統(tǒng)具有良好的恒壓特性和系統(tǒng)穩(wěn)定性。

圖9 變負(fù)載實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.9 Variable load experiment results

單管逆變電路ZVS 波形與負(fù)載相關(guān)，負(fù)載越重ZVS 波形越惡劣，因此僅觀察負(fù)載最重時(shí)的ZVS波形即可保證系統(tǒng)在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)ZVS。當(dāng)RL=20 Ω時(shí)，Q1和Q2的ZVS 波形如圖10（a）和（b）所示，可以看出，在供電電壓、工作頻率與系統(tǒng)參數(shù)等相同的情況下，電壓波形一致，其中ZVS 裕量分別為0.679 μs 和0.682 μs，電壓幅值分別為418 V 與422 V?？紤]到元器件內(nèi)阻與測量誤差，可認(rèn)為實(shí)驗(yàn)測量值與計(jì)算值和仿真值一致，驗(yàn)證了理論分析的正確性。圖10（c）為測量的電感LX的電流波形，可見，電流最大值為10.5 A，最小值為-8.7 A。圖10（d）為測量的CX兩端的電壓波形，即單管逆變電路逆變產(chǎn)生的高頻交流電源，可以看出，電壓分為兩個(gè)部分：第一部分為96 V，驗(yàn)證了開關(guān)管導(dǎo)通后CX兩端的電壓被鉗位為直流供電電壓；第二部分為開關(guān)管關(guān)斷后諧振網(wǎng)絡(luò)所產(chǎn)生的諧振電壓。圖9 和圖10分別與圖7（a）和（b）相對應(yīng)，驗(yàn)證了理論與仿真的正確性以及本文所提方案的可行性。

圖10 實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms

5 結(jié)語

本文針對電動汽車無線充電成本高、控制復(fù)雜和單管逆變電路無法直接并聯(lián)拓展輸出功率的問題，提出了一種單線圈雙輸入單輸出的單管逆變WPT變換器，通過并聯(lián)結(jié)構(gòu)進(jìn)一步提升了單管WPT電路的輸出功率。該電路具有與負(fù)載無關(guān)的恒壓輸出特性，應(yīng)用均流線圈解決了單管電路一直未解決的均流問題，并引入增流LC 結(jié)構(gòu)，增加了并聯(lián)支路電流輸入能力。最后，為模擬電動汽車充電，搭建了一臺輸出164 V 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，系統(tǒng)效率最高可達(dá)90.2%，驗(yàn)證了理論分析的正確性與電路的可行性。