于洋

（1.吉林鐵道職業(yè)技術(shù)學院信息化中心，吉林 132000；2.吉林大學通信工程學院，長春 130012）

隨著硅基半導(dǎo)體器件的大規(guī)模應(yīng)用以及數(shù)字控制技術(shù)的迅猛發(fā)展，為了實現(xiàn)可再生能源的最優(yōu)組網(wǎng)和適應(yīng)城市負荷不斷增加的現(xiàn)狀，具有建設(shè)成本低、潮流調(diào)節(jié)靈活、供電質(zhì)量高、故障穿越能力強的交直流智能配電網(wǎng)被提上日程[1-2]。直流變換裝置，即DC/DC 換流器，可以實現(xiàn)不同電壓等級的直流分布式能源或負荷的并網(wǎng)，是光伏、直流儲能系統(tǒng)等電源并網(wǎng)發(fā)電和電動汽車、直流電機等負荷用電不可或缺的重要環(huán)節(jié)[3-5]。

目前，由于電壓源型VSC（voltage source converter）的換流器具有控制技術(shù)成熟、四象限運行、調(diào)制策略簡單等優(yōu)點，在智能電網(wǎng)和電機驅(qū)動領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用?；赩SC的DC/DC 換流器在直流配電網(wǎng)領(lǐng)域也開始得到應(yīng)用。關(guān)于其研究主要集中在拓撲結(jié)構(gòu)、數(shù)學模型、控制策略、故障性能等方面。由兩個可輸出兩電平或三電平電壓的VSC 交流側(cè)互聯(lián)形成的雙有源橋DAB（dual active bridge）結(jié)構(gòu)的DC/DC 換流器具有結(jié)構(gòu)簡單、造價低、控制靈活等優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用在直流變換場合[6-8]。文獻[6]提出了采用高頻變壓器連接的DC/DC 換流器拓撲，進一步減小了換流器的體積。文獻[7-8]提出了采用電感-電容-電感二階交流系統(tǒng)連接的DC/DC換流器拓撲。通過合理選擇參數(shù)，使換流器處于諧振狀態(tài)，換流器開關(guān)器件能夠零電壓導(dǎo)通或零電流關(guān)斷，降低了換流器的損耗。然而，文獻[6-8]提出的換流器拓撲兩端直流端并聯(lián)有大電容，通過電容實現(xiàn)直流電壓濾波。但當直流短路故障發(fā)生時，直流電容通過故障點放電，形成很大的放電電流，會擊穿電容并燒毀功率半導(dǎo)體器件。因此，該類拓撲并不具備直流短路故障穿越的能力。

隨著模塊化和多電平結(jié)構(gòu)的VSC 型換流器在輸配電領(lǐng)域的普及，學者們也開始將研究重點轉(zhuǎn)向具有模塊化設(shè)計且能夠輸出多電平的DC/DC 換流器。一些學者提出了兩個或多個模塊化多電平換流器MMC（modular multilevel converter）通過front-to-front 連接構(gòu)成的DC/DC 換流器（FTF-MMC DC/DC）[9]。MMC 交流側(cè)采用工頻變壓器連接，具有輸出直流電壓電流波形好、諧波含量少、動穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)越的優(yōu)點。文獻[10]在文獻[9]的基礎(chǔ)上提出了一種梯形波調(diào)制策略，進一步降低了DC/DC 換流器價格和占地面積。為了實現(xiàn)直流短路故障期間換流器的安全穩(wěn)定運行，MMC 型DC/DC 換流器需要采用數(shù)量眾多的全橋功率模塊或箝位雙子功率模塊[11]，導(dǎo)致基于MMC的DC/DC 換流器存在損耗大、輔助散熱系統(tǒng)造價高的缺點。為了降低基于MMC的DC/DC 換流器造價和體積，文獻[12]提出了基于MMC的自耦DC/DC 換流器結(jié)構(gòu)。通過高低壓直流側(cè)公用部分橋臂從而減小了功率模塊的數(shù)量。文獻[13]在文獻[12]的基礎(chǔ)上提出了一種多端口的MMC 自耦DC/DC 換流器拓撲。然而，文獻提出的自耦DC/DC 換流器交直流回路耦合嚴重，存在解耦困難以及橋臂電流過高的缺點。

在傳統(tǒng)MMC 結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上，學者們?yōu)榱私档蛽Q流器造價提出了一些新穎的類MMC 結(jié)構(gòu)的DC/DC 換流器拓撲。文獻[14]提出了一種諧振式的MMC結(jié)構(gòu)的DC/DC 換流器拓撲。文獻[15]提出了一種MMC 型的BUCK 電路拓撲。但這些拓撲均存在直流側(cè)含有特定次諧波含量的缺點，且均不能夠穿越直流短路故障。

與基于晶閘管的電網(wǎng)換相換流器LCC（line commutated converter）和VSC 相比較，電流源換流器CSC（current source converter）具有控制方法靈活、換流器運行效率高、具備黑啟動能力、故障穿越能力強等優(yōu)點[16-18]?；贑SC的DC/DC 換流器同樣適用于直流智能配電網(wǎng)中的直流分布式能源或直流負荷的并網(wǎng)，但鮮有關(guān)于CSC 在直流智能配電網(wǎng)領(lǐng)域中的研究和應(yīng)用。

通過對比上述不同類型換流器性能，本文提出了基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器。提出的拓撲具備直流短路故障穿越能力且能夠?qū)崿F(xiàn)分布式能源或直流負荷側(cè)的直流電壓控制。提出的DC/DC的CSC 直流側(cè)與直流電網(wǎng)連接，VSC 直流側(cè)與直流分布式能源或直流負荷連接。CSC 與VSC 采用高頻正弦波調(diào)制，減小了電感、電容等無源器件的體積。論文首先給出了提出拓撲的數(shù)學模型。結(jié)合數(shù)學模型，對換流器功率與電路參數(shù)之間的約束關(guān)系進行了推導(dǎo)。其次，提出了CSC-VSC 混合DC/DC換流器的綜合控制策略。最后，在RTLAB 上搭建了1 MW/2 000 V/750 V 混合DC/DC 換流器實驗電路，對額定運行工況和直流短路故障工況進行了實驗研究。

1 混合DC/DC 換流器結(jié)構(gòu)

本文提出的基于CSC-VSC 混合DC/DC 換流器可以實現(xiàn)光伏、儲能電容等分布式能源以及智能家電、電動汽車等分布式負荷的靈活組網(wǎng)，如圖1 所示。通過合理控制混合DC/DC 直流電壓和傳輸功率，實現(xiàn)光伏陣列的最大功率跟蹤并網(wǎng)，超級電容和電動汽車的有序充放電以及智能家電的最優(yōu)取能。提出的混合DC/DC 換流器是未來能源互聯(lián)網(wǎng)建設(shè)中不可或缺的關(guān)鍵環(huán)節(jié)。

圖1 DC/DC 換流器應(yīng)用示例Fig.1 Application examples of DC/DC converter

圖2 所示為混合DC/DC 電路結(jié)構(gòu)圖?；旌螪C/DC 換流器CSC的直流側(cè)串聯(lián)有大電抗Ladc且橋臂采用壓接型的IGBT 器件，換流器本身具有天然的短路故障穿越能力。因此，CSC 直流側(cè)可通過遠距離架空線連接直流智能配電網(wǎng)?；旌螪C/DC 換流器VSC的直流側(cè)并聯(lián)有大電容Cv，能夠穩(wěn)定直流電壓。因此，VSC 直流側(cè)可與分布式能源或負荷就地連接。CSC 與VSC的交流側(cè)通過電容-電感-電感二階諧振電路耦合，其中交流側(cè)采用高頻正弦波調(diào)制，進一步降低了換流器的體積和造價。

圖2 DC/DC 換流器電路結(jié)構(gòu)Fig.2 Circuit structure of DC/DC converter

提出的基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器與傳統(tǒng)DC/DC 換流器的性能對比如表1 所示。從表1中可以看出，本文提出的換流器拓撲在直流電網(wǎng)領(lǐng)域具有明顯的優(yōu)勢。

表1 換流器性能對比Tab.1 Comparison of performance among converters

2 基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器數(shù)學模型和參數(shù)設(shè)計

2.1 混合DC/DC 換流器數(shù)學模型

混合DC/DC的CSC 交流側(cè)采用電容（C）-電感（L）濾波，VSC 交流側(cè)采用電感（Lv）濾波，二者通過公共點O 連接。根據(jù)KVL 和KCL 定律，混合DC/DC 換流器CSC 側(cè)在兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下的電壓、電流數(shù)學關(guān)系為

式中：ucd為O 點交流電壓d 軸分量；ivd和ivq分別為O 點交流電流d 軸和q 軸分量；P為換流器輸出有功功率；Uadc為CSC 側(cè)直流電壓，Iadc為CSC 側(cè)直流電流；uad為CSC 側(cè)電容電壓d 軸分量；uaq為CSC側(cè)電容電壓q 軸分量；ω為換流器交流電氣量的角頻率；mad為CSC 調(diào)制度d 軸分量；maq為CSC 調(diào)制度q 軸分量。為了降低換流器交流濾波設(shè)備造價和體積，本文中設(shè)置角頻率為5 倍的工頻角頻率。

根據(jù)KCL 和KVL 定律，混合DC/DC 換流器VSC 側(cè)在兩相旋轉(zhuǎn)坐標系下的電壓電流數(shù)學關(guān)系為

式中：mvd和mvq分別為VSC 調(diào)制度的d 軸和q 軸分量；Uvdc為VSC 側(cè)直流電壓；Ivdc為VSC 側(cè)直流電流。

將式（5）代入式（4），得到VSC O 處交流電壓的d 軸分量與功率和VSC 調(diào)制度的數(shù)學關(guān)系為

將式（1）和式（3）代入式（4），得到CSC 和VSC兩者調(diào)制度之間的關(guān)系為

結(jié)合式（2）和式（7），得到混合DC/DC 換流器CSC 側(cè)濾波電容電壓的數(shù)學表達式為

通過式（8），CSC 濾波電容電壓大小與換流器傳輸有功功率以及VSC 調(diào)制度的dq 軸分量大小有關(guān)。

2.2 混合DC/DC 換流器參數(shù)設(shè)計

對比式（6）與式（7），混合DC/DC 換流器O 點交流電壓與直流電壓、交流電流的q 軸分量、VSC調(diào)制度的dq 軸分量存在定量的數(shù)學關(guān)系。CSC 側(cè)直流電壓與有功功率、交流電流的q 軸分量、CSC調(diào)制度的dq 軸分量存在定量的數(shù)學關(guān)系。

為了實現(xiàn)混合DC/DC 換流器CSC 和VSC的線性調(diào)制，需要混合DC/DC 換流器傳輸特定功率和特定直流電流的情況下，對O 點工作電壓幅值和交流電流q 軸分量進行電氣參數(shù)設(shè)計。

通過式（7）：當O 點交流電壓幅值確定后，CSC調(diào)制度d 軸分量與CSC 側(cè)直流電壓成正比，d 軸分量的表達式為

以本文RTLAB 實驗電路模型參數(shù)為例，并且設(shè)置換流器在傳輸額定有功功率的情況下交流電流q 軸分量為0。VSC 調(diào)制度的幅值隨著O 點電壓幅值的增加先減小后增大，存在一個最小值，如圖3 所示?；旌螪C/DC 換流器CSC 調(diào)制度d 軸分量、q 軸分量以及調(diào)制度的幅值均隨著O 點電壓幅值的增加而減小，如圖4 所示。

圖3 VSC 調(diào)制度幅值Fig.3 Modulation index amplitude of VSC

圖4 CSC 調(diào)制度的幅值及dq 軸分量Fig.4 Modulation index amplitude and dq components of CSC

CSC 運行正常時，CSC 器件集-射極間的最大反向電壓是濾波電容線電壓的峰值。由式（8）得到，濾波電容線電壓的峰值與傳輸?shù)挠泄β省SC 直流電壓、VSC 調(diào)制度相關(guān)。濾波電容線電壓的峰值及其dq 軸的分量隨著O 點電壓幅值的增大而減小，如圖5 所示。為了確保功率半導(dǎo)體器件不會因為過壓擊穿，需要考慮CSC 濾波電容電壓的大小范圍。

圖5 濾波電容線電壓峰值與dq 軸分量Fig.5 Peak value and dq values of line-to-line filter capacitor voltage

通過參數(shù)設(shè)計分析，通過合理設(shè)計O 點的電壓幅值，可以使混合DC/DC 換流器傳輸有功功率的同時，確保CSC 與VSC 橋臂功率半導(dǎo)體器件的安全穩(wěn)定運行。

3 混合DC/DC 控制策略

通過混合DC/DC 換流器數(shù)學模型和運行范圍分析可以得出：將O 點電壓幅值控制在設(shè)計值可以實現(xiàn)CSC 和VSC 之間的解耦單獨控制的同時確保換流器的安全穩(wěn)定運行。為此，本文提出了混合DC/DC的CSC 有功無功閉環(huán)控制、VSC 交流電壓閉環(huán)控制的控制策略，如圖6 所示。

圖6 控制策略Fig.6 Control strategy

VSC 側(cè)控制板卡實時采樣O 點三相交流電壓，通過濾波和計算后得到交流電壓的幅值，與系統(tǒng)設(shè)計的參考值進行比較，差值經(jīng)過比例-積分PI（proportional-integral）控制器后得到VSC 橋臂功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)信號。

CSC 側(cè)控制板卡實時采樣CSC 側(cè)的直流電壓和直流電流?？刂葡到y(tǒng)實時計算傳輸?shù)挠泄β?，然后與系統(tǒng)設(shè)計的參考值進行比較，經(jīng)PI 控制器后得到CSC 調(diào)制度的d 軸分量。CSC 側(cè)控制板卡實時采樣三相交流電流和O 點三相交流電壓，計算得到實時無功功率，然后與參考值比較，經(jīng)PI 控制器后得到CSC 調(diào)制度的q 軸分量。利用正弦脈寬調(diào)制技術(shù)，得到CSC 橋臂功率半導(dǎo)體器件的開關(guān)信號。

4 實驗驗證

在實驗室RTLAB 上搭建了換流器拓撲模型以驗證提出混合DC/DC 和控制策略的合理性和有效性?；赗TLAB的半實物仿真平臺如圖7 所示。平臺由上位機、換流器控制硬件系統(tǒng)以及RTLAB 實時仿真電路3 部分組成?？刂葡到y(tǒng)采用FPGA+DSP芯片集成完成混合DC/DC 換流器控制算法的硬件實現(xiàn)，RTLAB 主要用于模擬混合DC/DC 主電路，上位機實現(xiàn)電流電壓等電氣量的錄波。混合DC/DC換流器電路參數(shù)如表2 所示。

圖7 RTLAB 半實物仿真平臺Fig.7 RTLAB hardware-in-the-loop simulation platform

表2 DC/DC 換流器電路參數(shù)Tab.2 Circuit parameters of DC/FC converter

實驗1：額定運行狀態(tài)。

本次實驗中，設(shè)置基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器VSC 側(cè)分布式能源向CSC 側(cè)直流配電網(wǎng)傳輸1.0 MW的額定有功功率為額定運行狀態(tài)。額定運行狀態(tài)下，混合DC/DC 換流器實驗結(jié)果如圖8 所示。

圖8 額定運行狀態(tài)實驗波形Fig.8 Experimental waveforms in rated operation state

上位機實時采樣的混合DC/DC 換流器CSC 側(cè)直流電壓和直流電流分別如圖8（a）和圖8（b）所示，其中直流電壓穩(wěn)定在736 V，直流電流穩(wěn)定在1 328 A，混合DC/DC 換流器向直流配電網(wǎng)傳輸?shù)挠泄β蕿?.98 MW。上位機實時采樣的混合DC/DC 換流器VSC 側(cè)直流電壓和直流電流分別如圖8（c）和圖8（d）所示，其中直流電壓穩(wěn)定在1 984 V，直流電流穩(wěn)定在512 A，混合DC/DC 換流器從分布式直流電源吸收1.02 MW的有功功率。上位機采樣的直流電壓和直流電流均在額定值。

圖8（e）為混合DC/DC 換流器三相交流電流波形，波形三相對稱，波形正弦度較好，諧波分量較低。圖8（f）為混合DC/DC 換流器三相濾波電容電壓波形，波形三相對稱，波形正弦度較好。結(jié)合本文參數(shù)設(shè)計方法和實驗參數(shù)，濾波電容電壓理論幅值為2 830 V。濾波電容電壓幅值為2 770 V，實際值與理論值差別較小，僅為60 V。

圖8（g）和圖8（h）分別是混合DC/DC 換流器CSC 和VSC的三相調(diào)制度波形，CSC 三相調(diào)制度幅值為0.5，VSC 三相調(diào)制度幅值為0.90。結(jié)合本文參數(shù)設(shè)計方法和實驗參數(shù)，CSC 三相調(diào)制度理論設(shè)計值為0.486，VSC 三相調(diào)制度的理論設(shè)計值為0.895。實驗結(jié)果值符合理論設(shè)計值。

額定運行狀態(tài)下的實驗結(jié)果表明本文提出的換流器穩(wěn)態(tài)性能優(yōu)越、提出的控制策略能夠?qū)崿F(xiàn)換流器的穩(wěn)態(tài)運行。

實驗2：短路故障狀態(tài)。

基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器處于實驗一額定運行狀態(tài)下，RTLAB 實時仿真電路設(shè)置直流配電網(wǎng)近端CSC 側(cè)發(fā)生雙極直流短路故障，故障為暫時性故障，持續(xù)0.2 s 后故障消失。當RTLAB 硬件板卡檢測到故障，板卡將CSC 所有功率器件觸發(fā)，防止CSC 直流電抗電流斷續(xù)造成功率器件的過壓擊穿。此外，VSC 繼續(xù)實現(xiàn)交流電壓的閉環(huán)控制。故障消失后，CSC 恢復(fù)功率閉環(huán)控制。短路故障狀態(tài)下，混合DC/DC 換流器實驗結(jié)果如圖9所示。

圖9（a）和圖9（b）為上位機采集的混合DC/DC換流器CSC 側(cè)直流電壓和直流電流。直流短路故障發(fā)生后，CSC 側(cè)直流電壓由額定值736 V 快速降低到0 V。由于回路電阻的存在，CSC 側(cè)直流電流故障期間略有降低。故障消失后，CSC 側(cè)直流電壓和直流電流存在小幅值的振蕩，但能夠快速恢復(fù)至額定運行狀態(tài)。

上位機實時采樣的混合DC/DC 換流器VSC 側(cè)直流電壓和直流電流分別如圖9（c）和圖9（d）所示。

圖9 直流短路故障實驗波形Fig.9 Experimental waveforms under DC short-circuit fault

故障發(fā)生后，混合DC/DC 有功功率和VSC 直流電流均迅速降低到零附近，VSC 側(cè)直流電壓增大至2 000 V。故障消失后，VSC 側(cè)直流電壓存在小幅度的震蕩，但很快恢復(fù)至額定值1 984 V，直流電流存在小幅超調(diào)后恢復(fù)至額定值512 A。

故障發(fā)生及消失前后，換流器控制系統(tǒng)始終將O 點的三相交流電壓幅值控制在額定值。因此，O點的三相交流電壓幅值始終在額定值800 V，沒有明顯的沖擊，如圖9（e）所示。

圖9（f）為換流器濾波電容三相電壓波形，直流短路故障發(fā)生后，三相電壓存在沖擊，沖擊的最大幅值為6 200 V。直流短路故障消失后，三相電壓同樣存在沖擊，沖擊的最大幅值為7 600 V。雖然濾波電容電壓存在沖擊電壓，但故障消失后能快速恢復(fù)到額定運行狀態(tài)。

圖9（g）為換流器三相交流電流波形。直流短路故障發(fā)生后的瞬間，三相交流電流不存在沖擊。故障期間，由于CSC 側(cè)電容與CSC 側(cè)電感和VSC側(cè)電感形成通路，混合DC/DC 交流側(cè)存在幅值為80.5 A的三相無功電流。故障消失后，雖然三相交流電流欠阻尼震蕩，但能夠恢復(fù)到故障前狀態(tài)。

短路故障狀態(tài)下的實驗結(jié)果表明了提出的基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器拓撲及控制策略具備直流短路故障穿越能力。

5 結(jié)論

（1）提出了基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器拓撲，實現(xiàn)了分布式能源或分布式負荷的靈活組網(wǎng)，CSC 與VSC 交流側(cè)采用高頻交流回路連接。

（2）分析了基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器運行范圍約束，提出了一種適用于基于CSC-VSC的混合DC/DC 換流器的控制策略。

（3）在RTLAB 上對基于CSC-VSC的混合DC/DC實驗?zāi)Ｐ瓦M行了額定狀態(tài)和暫時性直流短路故障實驗研究。實驗結(jié)果驗證了混合DC/DC 換流器及其控制策略的合理性和有效性。