王秀云，王 建，劉 闖，裴忠晨，林 琳，劉道鴻

(1.東北電力大學(xué)電氣工程學(xué)院，吉林 吉林 132012；2.浙江華云清潔能源有限公司，浙江 杭州 310000)

在低碳發(fā)展的背景下，為適應(yīng)用戶側(cè)分布式光伏及終端負(fù)荷柔性接入，建筑電氣化已成為未來的發(fā)展趨勢[1].其中，發(fā)展新型建筑配用電系統(tǒng)是實(shí)現(xiàn)建筑電氣化的主要途徑之一，直流配電技術(shù)憑借其突出的供電能力、較強(qiáng)的可控性以及良好的兼容性在低壓建筑領(lǐng)域得以廣泛應(yīng)用.

為實(shí)現(xiàn)電網(wǎng)與建筑配用電系統(tǒng)之間的電氣隔離，并確保樓宇內(nèi)人員的用電安全，低壓直流配電系統(tǒng)中常采用帶工頻或高頻變壓器的隔離型并網(wǎng)變換器，進(jìn)而避免因泄漏電流引起的安全隱患等問題.然而，隔離型并網(wǎng)變換器要么體積大制造成本高，要么控制復(fù)雜效率低.非隔離型變換器拓?fù)湟蚣婢唧w積小、低成本及高效率等優(yōu)點(diǎn)而受到青睞.

然而，非隔離型變換器將會(huì)因缺少隔離級而產(chǎn)生的共模電壓和泄漏電流容易造成電磁干擾以及潛在的安全問題.文獻(xiàn)[2]揭示了光伏單元交直流接口變換器對地產(chǎn)生的共模電壓將導(dǎo)致光伏單元監(jiān)測系統(tǒng)內(nèi)通信異常.文獻(xiàn)[3]指出非隔離型變換器構(gòu)建的直流母線充電單元存在泄漏電流問題，對人身安全有一定的安全隱患.文獻(xiàn)[4]針對電動(dòng)汽車電池系統(tǒng)，提出一種非隔離型直流充電器，在具有低漏電流的基礎(chǔ)上，提升了充電效率.

目前，關(guān)于降低泄漏電流和共模電壓的方法主要集中在改進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和優(yōu)化調(diào)制策略.文獻(xiàn)[5]通過增加中點(diǎn)箝位結(jié)構(gòu)使共模電壓維持在恒定值，從而達(dá)到衰減漏電流的目的.文獻(xiàn)[6]通過開關(guān)電容將直流輸入電源的負(fù)極與交流輸出端的中性點(diǎn)相連，結(jié)合多種調(diào)制策略來抑制該變換器的漏電流.文獻(xiàn)[7]采用改進(jìn)型LCL濾波器，將濾波電容公共點(diǎn)接回直流側(cè)中性點(diǎn)，濾除寄生電容電壓的高頻分量，使共模電流大幅衰減.文獻(xiàn)[8]提出在并網(wǎng)變換器的交/直流側(cè)添加共模濾波器的方案，該方案能夠抑制漏電流，但無疑會(huì)增加變換器的體積與制造成本且效率低.文獻(xiàn)[9]提出載波與布爾邏輯函數(shù)相結(jié)合的新型調(diào)制策略，來穩(wěn)定共模電壓.文獻(xiàn)[10]提出了一種在變換器輸出電壓的基準(zhǔn)上注入零序電壓以衰減泄漏電流的方法.文獻(xiàn)[11]基于反向?qū)盈B載波調(diào)制技術(shù)，通過特定零序分量注入將開關(guān)周期內(nèi)共模電壓降低，從而有效抑制漏電流.文獻(xiàn)[12]通過分析變換器中共模電壓幅值與脈沖相對位置關(guān)系，利用空間矢量調(diào)制對共模電壓進(jìn)行控制.綜上分析可以看出，額外的開關(guān)管和共模濾波器將會(huì)導(dǎo)致高成本和低效率，額外零序電壓的注入和空間矢量扇區(qū)的選擇等都對控制系統(tǒng)提出了更為嚴(yán)苛的要求.

本文提出了一種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與控制策略相結(jié)合的漏電流抑制方案，結(jié)構(gòu)上僅需一根將濾波電容中點(diǎn)與并網(wǎng)變換器下橋臂公共點(diǎn)短接的導(dǎo)線就能有效抑制漏電流.此外，本文通過有源阻尼控制與零序控制優(yōu)化配置，既使得共模電壓維持在恒定值，進(jìn)一步衰減漏電流，又解決了因LCL濾波器導(dǎo)致的高頻振蕩問題.本文所提方案雖然不需通過增加額外的開關(guān)管或更復(fù)雜的調(diào)制策略，但因LCL濾波器的引入會(huì)導(dǎo)致并網(wǎng)電流發(fā)生一定程度的畸變.

1 泄漏電流產(chǎn)生原因及抑制機(jī)理分析

在非隔離型并網(wǎng)變換器組建的低壓直流配電系統(tǒng)中，電網(wǎng)與直流側(cè)光-儲(chǔ)-充單元間存在直接的電氣連接，光伏陣列充電機(jī)端子與框架間、電動(dòng)汽車底盤與大地間均存在寄生電容.因此，電網(wǎng)與并網(wǎng)變換器、直流母線之間將存在共模寄生路徑.變換器中功率開關(guān)管工作時(shí)產(chǎn)生的高頻脈動(dòng)共模電壓將在寄生電容上激勵(lì)出泄漏電流，其流經(jīng)寄生路徑會(huì)對低壓直流配電系統(tǒng)的通訊及人身用電安全產(chǎn)生不利影響.

圖1 基于LCL濾波器的并網(wǎng)變換器結(jié)構(gòu)圖

1.1 泄漏電流產(chǎn)生原因分析

(1)

由公式(1)可推知負(fù)極共模電壓為

(2)

而流過負(fù)極直流母線寄生電容的泄漏電流為

(3)

在低壓直流配電系統(tǒng)中光-儲(chǔ)-充單元對地寄生電容值各有不同，根據(jù)查閱資料，寄生電容的取決于諸多因素，光伏板上蒙塵情況、儲(chǔ)能單元中電池間距以及電動(dòng)汽車底盤面積，可知寄生電容取值集中在納法拉級.

1.2 泄漏電流抑制機(jī)理分析

由圖1可以看出，濾波電容中點(diǎn)M與變換器下橋臂公共點(diǎn)N之間連接情況用開關(guān)Switch狀態(tài)來表示.通過開關(guān)Switch開閉狀態(tài)，分析泄漏電流抑制機(jī)理，驗(yàn)證本文所提出基于LCL濾波器的零序電壓電流控制方法對抑制直流側(cè)共模電壓波動(dòng)和衰減泄漏電流的有效性.

當(dāng)Switch處于斷開狀態(tài)時(shí)，該系統(tǒng)的等效電路如圖2所示.

圖2 開關(guān)S斷開時(shí)泄漏電流流通路徑

圖3 開關(guān)S閉合時(shí)泄漏電流流通路徑

當(dāng)Switch處于斷開狀態(tài)時(shí)，該系統(tǒng)的等效電路如圖3所示.

2 非隔離型并網(wǎng)變換器建模

為防止并網(wǎng)變換器下橋臂公共點(diǎn)與電網(wǎng)側(cè)中點(diǎn)連接時(shí)，下橋臂開關(guān)管中二極管自然導(dǎo)通引起的短路，并網(wǎng)變換器中的濾波部分將采用LCL型濾波器，以便利用濾波電容中點(diǎn)構(gòu)造零序控制回路.為能夠直接依據(jù)并網(wǎng)變換器模型進(jìn)行控制器設(shè)計(jì)，本節(jié)將建立并網(wǎng)變換器的動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型，相較于靜態(tài)數(shù)學(xué)模型，前者充分考慮了開關(guān)頻率中的高頻分量.接下來，該部分主要針對并網(wǎng)變換器動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型以及LCL濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)進(jìn)行建模分析.

2.1 建立變換器動(dòng)態(tài)數(shù)學(xué)模型

與靜止坐標(biāo)系下建立的變換器模型相比，有功與無功功率可在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下解耦，來實(shí)現(xiàn)電壓、電流獨(dú)立控制.同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的變換器模型可由三相靜止坐標(biāo)系推導(dǎo)出，但需要經(jīng)Clark變換和Park變換.

在三相靜止坐標(biāo)系下，該系統(tǒng)的狀態(tài)空間表達(dá)式如下：

(4)

公式中：Lg為構(gòu)成濾波器的電網(wǎng)側(cè)電感；Cf為開關(guān)側(cè)電容；Lf為電感.x∈{U,V,W}，I為3階單位矩陣.

首先將abc坐標(biāo)系變換為αβ0坐標(biāo)系，Clark變換矩陣T如下：

，

(5)

再將αβ0坐標(biāo)系變換為dq0坐標(biāo)系下，Park變換矩陣P(θ)如下：

(6)

公式中：θ為電網(wǎng)電壓的相位角.通過測量流經(jīng)開關(guān)側(cè)電感電流的相位角，用鎖相環(huán)控制器跟蹤電網(wǎng)電壓的相位角.鎖相后，可將abc坐標(biāo)系下交流正弦量轉(zhuǎn)換為時(shí)變角度為θ的直流量.

考慮到PWM調(diào)制最終在abc坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)占空比的控制要求，需要通過Clark和Park的逆變換將控制信號從dq0坐標(biāo)系下轉(zhuǎn)換為abc坐標(biāo)系下輸出.

xabc=T-1xαβ0=T-1P(θ)-1xdq0

，

(7)

根據(jù)坐標(biāo)變換公式(5)、公式(6)，該系統(tǒng)的狀態(tài)空間表達(dá)式將由abc坐標(biāo)系變換為dq0坐標(biāo)系：

(8)

公式中：ω為與電網(wǎng)同步的角速度，單位為rad/s.G為由坐標(biāo)變換得到的耦合項(xiàng)的矩陣：

(9)

在并網(wǎng)變換器下橋臂公共點(diǎn)與電網(wǎng)側(cè)中點(diǎn)連接的基礎(chǔ)上，結(jié)合dq0坐標(biāo)系下變換器的狀態(tài)空間方程，可推知同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下狀態(tài)空間表達(dá)式的等效電路如圖4所示.

圖4 并網(wǎng)變換器同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下等效電路圖

2.2 LCL型濾波器參數(shù)設(shè)計(jì)

該部分在深入分析濾波器設(shè)計(jì)原理的基礎(chǔ)上，綜合考慮系統(tǒng)穩(wěn)定性、諧波畸變率及裝置制造成本等影響因素，優(yōu)化LCL型濾波器的設(shè)計(jì)參數(shù)[13-14].最后，給出電網(wǎng)電壓EN為380 V以及額定功率PN為18 kW、直流母線電壓udc為750 V、開關(guān)頻率fSW為10 kHz的并網(wǎng)變換器的LCL濾波器的設(shè)計(jì)實(shí)例.

2.2.1 濾波電容參數(shù)設(shè)計(jì)

濾波電容Cf與電網(wǎng)側(cè)電感Lg構(gòu)成低通濾波器，用來濾除因直流側(cè)高頻開關(guān)導(dǎo)致的高頻紋波.為使濾波電容吸收高頻電流分量，濾波電容電抗應(yīng)遠(yuǎn)小于電網(wǎng)側(cè)電感電抗，然而，由此引起的電容量增加會(huì)降低電容支路對電網(wǎng)側(cè)基波阻抗，引起無功功率增加，從而降低系統(tǒng)功率因數(shù).因此，在設(shè)計(jì)LCL濾波器時(shí)，綜合考慮高頻電流分量濾除效果和系統(tǒng)功率因數(shù)校正情況，將根據(jù)公式(10)對濾波電容產(chǎn)生的無功功率進(jìn)行限制.

(10)

公式中：χ用來表示額定條件下其吸收系統(tǒng)中無功功率的百分比值，一般取5%.

2.2.2 開關(guān)側(cè)電感參數(shù)設(shè)計(jì)

對于開關(guān)側(cè)電感參數(shù)設(shè)計(jì)，需從兩個(gè)方面進(jìn)行評估，即電網(wǎng)電流波形質(zhì)量和電網(wǎng)電壓電流響應(yīng)特性.根據(jù)電網(wǎng)側(cè)電流與并網(wǎng)變換器控制電壓在LCL和L濾波器下的幅頻響應(yīng)，二者在低頻段的響應(yīng)特性相同，因此穩(wěn)態(tài)分析時(shí)可將LCL濾波器等效為L濾波器.

充分考慮開關(guān)側(cè)電流對電網(wǎng)電壓的跟隨性能、直流電壓利用率和制造成本的情況.因此，為保證并網(wǎng)變換器對有功功率和直流母線電壓有良好的控制性能，需根據(jù)式公式(11)來確定等效電感L的上限值.

(11)

如圖5所示為LCL濾波器h次諧波下等效電路圖.在高頻狀態(tài)下，可將并網(wǎng)變換器直流側(cè)是一個(gè)諧波發(fā)生器，產(chǎn)生的高頻諧波主要集中在開關(guān)頻率附近.由此可知高頻開關(guān)紋波是電網(wǎng)電流波形質(zhì)量惡劣的誘因.

圖5 LCL濾波器h次諧波下等效電路

由濾波電容參數(shù)設(shè)計(jì)環(huán)節(jié)可知，在高頻下濾波電容阻抗遠(yuǎn)小于電網(wǎng)側(cè)電感阻抗，濾波電容和電網(wǎng)側(cè)電感并聯(lián)后對開關(guān)側(cè)電流影響變得更小.因此，并網(wǎng)變換器中直流側(cè)向電網(wǎng)反饋的高頻開關(guān)紋波大小主要由開關(guān)側(cè)電感來決定.

若高頻開關(guān)紋波過大，使得濾波電感本身發(fā)熱損耗增大以及功率器件結(jié)溫波動(dòng)更大，進(jìn)而影響絕緣材料和功率器件的使用壽命.因此，為更好地限制直流側(cè)高頻電流紋波，濾波電感Lf的設(shè)計(jì)值應(yīng)盡可能大，根據(jù)公式(12)來確定濾波電感Lf的下限值.

(12)

公式中：Δimax為最大電流紋波幅值，用來表示并網(wǎng)變換器開關(guān)側(cè)電流控制中對電流紋波幅值的要求，一般取額定電流的15%～20%.

2.2.3 電網(wǎng)側(cè)電感參數(shù)設(shè)計(jì)

基于選定的濾波電感Lf和濾波電容Cf值，利用電網(wǎng)側(cè)電感Lg與開關(guān)側(cè)電感Lf之間的函數(shù)關(guān)系公式(13)，來確定電網(wǎng)側(cè)的電感值：

Lg=γLf

，

(13)

其中，γ為電網(wǎng)側(cè)電感比例系數(shù)，由并網(wǎng)變換器開關(guān)側(cè)到電網(wǎng)側(cè)的電流諧波衰減表達(dá)式來決定.

(14)

根據(jù)所選的電感電容參數(shù)對LCL濾波器的諧振頻率進(jìn)行驗(yàn)證，由公式(15)所得的諧振頻率應(yīng)設(shè)計(jì)在10倍基頻和0.5倍開關(guān)頻率之間.

(15)

綜合上述步驟，最終選取滿足上述條件要求的一組濾波器參數(shù).

3 并網(wǎng)變換器控制策略

針對并網(wǎng)變換器的控制主要圍繞單位功率因數(shù)控制、零序電壓電流控制以及有源阻尼控制三個(gè)部分展開.為詳盡直觀說明控制方案，其綜合控制框圖如圖6所示.

圖6 并網(wǎng)變換器的綜合控制框圖

3.1 單位功率因數(shù)控制

為實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)變換器的單位功率因數(shù)控制，需要保證交流側(cè)電壓與電流同相位.因此，需通過對電網(wǎng)側(cè)電壓電流進(jìn)行采樣，分析由電網(wǎng)側(cè)觀測到的系統(tǒng)等效阻抗是否能夠呈阻性.

因?yàn)V波電容的加入，使交流側(cè)電壓電流傳感器在控制層共有四種放置方式，通過分析不同組合下在電網(wǎng)側(cè)觀測到的等效阻抗，來確定電壓電流傳感器的布置方式.理論上傳感器采樣電網(wǎng)側(cè)電壓電流組合和濾波電容電壓與開關(guān)側(cè)電感電流組合均可以使電網(wǎng)側(cè)等效阻抗呈阻性[15].但是，充分考慮同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的雙閉環(huán)控制中電網(wǎng)側(cè)電壓對d軸定位的意義以及并網(wǎng)變換器中功率開關(guān)管過流保護(hù)的采樣需求，最終選擇對電網(wǎng)側(cè)電壓和開關(guān)側(cè)電流進(jìn)行采樣.

根據(jù)等效阻抗分析可知，該組合方式使電網(wǎng)側(cè)觀測得到的系統(tǒng)等效阻抗呈現(xiàn)容性，但只要濾波電容阻抗足夠小，電網(wǎng)側(cè)等效阻抗呈近似阻性.

(1)鎖相環(huán)：其能夠?yàn)椴⒕W(wǎng)變換器提供同步頻率和電網(wǎng)電壓的實(shí)時(shí)相位角θ[16].為實(shí)現(xiàn)對電網(wǎng)電壓相位的實(shí)時(shí)跟蹤，需要使同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下開關(guān)側(cè)電感電流的q軸分量參考值設(shè)為零.

(2)直流母線電壓控制：直流母線電壓需要由直流母線電壓控制器和電網(wǎng)電流 軸控制器共同調(diào)節(jié).

首先，對于直流母線電壓控制器而言，為避免交流占空比飽和，直流母線電壓控制器需要將直流側(cè)電壓穩(wěn)定在一定的區(qū)間內(nèi).當(dāng)直流側(cè)光-儲(chǔ)-充單元與新型直流負(fù)荷之間傳輸?shù)墓β什粩嘧兓瘯r(shí)，將引起直流母線電壓波動(dòng)，通過調(diào)節(jié)PI控制器來穩(wěn)定直流母線電壓，并為電網(wǎng)電流d軸控制器產(chǎn)生電流參考值.

其次，電網(wǎng)電流d軸控制器將接收來自直流母線電壓控制器的電網(wǎng)側(cè)電流參考值，用來控制電網(wǎng)側(cè)電流的d軸分量，以保持PWM調(diào)制所需的有功功率.

3.2 零序電壓電流控制

根據(jù)開關(guān)S閉合時(shí)泄漏電流流通路徑，結(jié)合同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下等效電路，推知將零序電壓控制為恒定值，能夠平抑共模電壓.

針對本文所提出的控制方法，正如圖7所示，零序控制回路由零序電容電壓控制器和零序電容電流控制器兩級控制器構(gòu)成.

圖7 基于LCL型濾波器的并網(wǎng)變換器dq0序控制器模型

首先，零序電容電壓控制器用來調(diào)節(jié)濾波電容電壓零序分量，為在穩(wěn)定共模電壓的同時(shí)充分利用直流母線電壓，使得濾波電容電壓穩(wěn)定在直流母線電壓的一半.

其次，零序電容電流控制器從零序電容電壓控制器接收濾波電容電流參考值，來控制濾波電容電流的零序分量，并將輸出PWM調(diào)制信號.

3.3 有源阻尼控制

盡管LCL濾波器能較好濾除開關(guān)側(cè)高頻電流紋波，但因其高階特性使得并網(wǎng)電流中存在無阻尼諧振，導(dǎo)致系統(tǒng)失穩(wěn)且增大電網(wǎng)側(cè)電流的諧波畸變率.

為克服并網(wǎng)變換器的欠阻尼甚至無阻尼特性，以提升直流配電系統(tǒng)供電可靠性，研究了抑制諧振峰值的控制技術(shù).相較于無源阻尼控制方案，有源阻尼方案通過引入額外的反饋控制，不僅能夠解決采用無源阻尼法導(dǎo)致的額外功率損耗問題，同時(shí)能夠?qū)崿F(xiàn)與其同樣的諧振峰值抑制效果.

針對LCL型濾波器固有的諧振尖峰問題，采用一種將三相電容電流以有源阻尼增益，Kad，反饋回占空比的控制方法.

若基于LCL濾波的并網(wǎng)變換器采用并網(wǎng)電流iLg直接閉環(huán)控制，其閉環(huán)控制框圖如圖8所示，那么，電網(wǎng)側(cè)電流相對輸入占空比的傳遞函數(shù)如公式(16)所示.

圖8 LCL濾波器的控制電路模型

(16)

從幅值增益和相頻特性曲線可看出，無反饋控制時(shí)，電網(wǎng)側(cè)電流相對輸入占空比的傳遞函數(shù)存在諧振尖峰，其存在會(huì)引起并網(wǎng)電流的畸變，甚至?xí)斐上到y(tǒng)不穩(wěn)定[17-18].

本文在并網(wǎng)電流閉環(huán)控制的基礎(chǔ)上，通過將濾波電容電流反饋回輸入占空比來實(shí)現(xiàn)濾波器的有源阻尼控制，其傳遞函數(shù)如公式(17)所示.

(17)

濾波電容電流反饋環(huán)節(jié)的加入，開環(huán)傳遞函數(shù)的極點(diǎn)能夠靈活配置，增加系統(tǒng)阻尼，從而達(dá)到抑制諧振峰的目的.

通過將阻尼因子ξ和諧振頻率ωres引入到有源阻尼控制的閉環(huán)傳遞函數(shù)，能夠更直觀地觀測LCL濾波器的頻率響應(yīng)特性，公式(17)也將變?yōu)楣?18)的形式.

(18)

其中，諧振頻率ωres值由無源濾波器參數(shù)值決定，根據(jù)公式(15)可推導(dǎo)出.

圖9 不同有源阻尼因子和無源阻尼因子時(shí)LCL濾波器傳遞函數(shù)的伯德圖

不同阻尼因子和無有源阻尼情況下，LCL濾波器閉環(huán)傳遞函數(shù)對應(yīng)的伯德圖如圖9所示，能夠看出不同阻尼因子對LCL濾波系統(tǒng)的諧振峰抑制效果.

通過比較公式(17)和公式(18)可推出有源阻尼增益Kad，能夠由無源濾波器參數(shù)和阻尼因子ξ表示為

(19)

因此，在無源濾波器參數(shù)和阻尼因子給定的情況下，結(jié)合系統(tǒng)實(shí)際運(yùn)行情況，最終確定有源阻尼增益.

4 仿真分析

4.1 泄漏電流與共模電壓波形

為充分驗(yàn)證濾波電容中點(diǎn)與并網(wǎng)變換器下橋臂公共點(diǎn)短接對抑制泄漏電流的有效性，圍繞不同阻尼方式和零序控制切除和投入兩方面進(jìn)行仿真分析.無阻尼且無零序控制時(shí)，直流側(cè)電壓電流、泄漏電流和共模電壓的波形如圖10所示，能夠看出泄漏電流由±5 A的脈動(dòng)值變?yōu)椤?00 mA，與此同時(shí)，也導(dǎo)致了直流側(cè)電壓電流和共模電壓逐漸失控.

圖10 切出零序控制且無阻尼方式下斷開/閉合開關(guān)S時(shí)的仿真波形圖11 切出零序控制且不同阻尼方式下斷開/閉合開關(guān)S時(shí)的仿真波形

針對圖10中呈現(xiàn)的直流側(cè)電壓電流和共模電壓失控的現(xiàn)象，首先考慮LCL濾波器固有的諧振峰對其影響，因此，需對無零序控制下無源阻尼和有源阻尼控制時(shí)的直流側(cè)電壓電流、泄漏電流和共模電壓進(jìn)行分析.由圖11可以看出，直流側(cè)電流和泄漏電流的波形質(zhì)量和精度均得以提升，且泄漏電流在阻尼控制方式下已降至3 mA及以下；直流側(cè)電壓精度雖然有所提升，但是通過與開關(guān)S斷開時(shí)直流側(cè)電壓波形對比分析可知，三種阻尼方式下開關(guān)S閉合后直流電壓的精度均降低.此外，共模電壓相較加入阻尼控制前脈動(dòng)電壓由kV級降至±100 V以下，但該脈動(dòng)精度對于通信系統(tǒng)的干擾情況并未根本消除.

為有效解決共模電壓高頻脈動(dòng)的問題，本文采用零序電壓電流控制技術(shù)來降低濾波電容電壓的高頻脈動(dòng)，進(jìn)而平抑共模電壓.由圖12可以看出，無源阻尼方式下加入零序控制能將共模電壓脈動(dòng)幅值降至±1 V.通過零序控制下，無源阻尼方式和有源阻尼方式對比分析可知，后者能夠再將幅值降低一半.

圖12 開關(guān)S閉合時(shí)不同阻尼方式下切出/投入零序控制時(shí)的仿真波形

4.2 電網(wǎng)電流波形的諧波分析

基于18 kW的并網(wǎng)變換器在Simulink中對開關(guān)S閉合時(shí)不同阻尼方式下切出/投入零序控制電網(wǎng)側(cè)電感電流波形的諧波含量進(jìn)行分析.正如圖13所示，通過分別對比切出零序控制和投入零序控制時(shí)，不同阻尼方式電網(wǎng)側(cè)電感電流波形的總諧波畸變率可知，電容電流反饋有源阻尼控制策略取得了和無源阻尼控制相近的效果.

圖13 開關(guān)S閉合時(shí)并網(wǎng)電流仿真波形

需要指出的是，在投入零序控制工況下，無源阻尼控制方案和有源阻尼控制方案均導(dǎo)致總諧波畸變率在一定程度上的上升.從LCL濾波器控制電路模型上看，原因在于零序控制的控制目標(biāo)是濾波電容電壓與有源阻尼控制的控制目標(biāo)是電網(wǎng)側(cè)電流，二者通過電網(wǎng)側(cè)電感相關(guān)聯(lián)，因而二者控制效果將互相干擾.從仿真結(jié)果上看，有源阻尼控制方案中5次和7次諧波含量有所增加，具體含量如表1所示.

表1 不同階段主要諧波及含量值

需要指出的是，根據(jù)IEEE 519-2014諧波標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定電網(wǎng)中允許存在不超過5%的5次和7次諧波分量[19].此外，采用有源阻尼控制方法時(shí)，諧振頻率處的諧波含量有所增加，這是由于系統(tǒng)控制延遲對有源阻尼法性能有一定的影響[20].

5 結(jié) 論

本文針對非隔離型并網(wǎng)變換器因缺少隔離環(huán)節(jié)導(dǎo)致的共模電壓與泄漏電流固有問題，提出了改進(jìn)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和優(yōu)化控制策略相結(jié)合的抑制方案.

(1)以并網(wǎng)變換器結(jié)構(gòu)模型為基礎(chǔ)，從共模電壓與泄漏電流產(chǎn)生原因著手，建立直流配電系統(tǒng)寄生路徑等效電路圖.

(2)通過LCL濾波器將濾波電容中點(diǎn)與并網(wǎng)變換器下橋臂公共點(diǎn)短接，結(jié)合零序電壓電流控制，實(shí)現(xiàn)平抑共模電壓并降低漏電流的目標(biāo).

(3)針對零序控制與有源阻尼控制間的交互影響，分析其產(chǎn)生原因并對比不同控制策略配置下共模電壓波形與電網(wǎng)中諧波含量，確立高穩(wěn)定精度與低諧波含量的控制方案.