陳凌希，秦 蒙

(重慶電力高等?？茖W(xué)校，重慶 400053)

隨著移動(dòng)互聯(lián)網(wǎng)的出現(xiàn)，移動(dòng)設(shè)備用戶之間的視頻數(shù)據(jù)流量激增，對(duì)寬帶節(jié)能天線技術(shù)提出了更高的要求。多輸入多輸出(multiple input multiple output，MIMO)天線在無(wú)線設(shè)備中具有巨大的應(yīng)用潛力，多天線的安裝能夠使發(fā)射器和接收器之間生成穩(wěn)定的數(shù)據(jù)流。例如MIMO天線可以促進(jìn)通過(guò)芯片本身或802.11 MHz Wi-Fi設(shè)備的通信，其中MIMO天線可以分別以108 Mb/s和54 Mb/s的速率使得發(fā)射機(jī)和接收機(jī)之間產(chǎn)生穩(wěn)定的數(shù)據(jù)流[1]。目前，隨著MIMO天線對(duì)更小型化、更高頻譜效率、更大吞吐量和更高密度的要求越來(lái)越高，微帶天線陣列已成為一種新的增長(zhǎng)趨勢(shì)。然而，當(dāng)處理更高的消息傳輸速率時(shí)，MIMO天線陣列單元中會(huì)產(chǎn)生更高的干擾耦合。陣列元件之間出現(xiàn)較高程度的相互耦合的主要原因是，基板內(nèi)不希望產(chǎn)生的表面波導(dǎo)致電流分布失真。換句話說(shuō)，由于l<λ0/2(l表示天線元件之間的空間距離；λ0表示自由空間波長(zhǎng))，單極相互作用阻止了光柵波瓣的形成，這反過(guò)來(lái)會(huì)導(dǎo)致輸入阻抗失配。因此，互耦在旁瓣形成、波束掃描能力、信噪比(signal noise ratio，SNR)和包絡(luò)相關(guān)系數(shù)(envelope correlation coefficient，ECC)等方面阻礙了MIMO天線的性能。

最近，已經(jīng)對(duì)一些能夠減輕天線之間耦合干擾的技術(shù)進(jìn)行了研究，例如電磁帶隙結(jié)構(gòu)(electromagnetic band gap，EBG)[2]、中和線[3]、金屬板[4]和有缺陷的地面結(jié)構(gòu)(defected ground structure，DGS)[5]。其降耦合的原理是通過(guò)設(shè)計(jì)特殊的回波基底來(lái)吸收或控制諧振頻率處的入射波電流，但這些技術(shù)的缺點(diǎn)是會(huì)產(chǎn)生反向信號(hào)泄漏，占用大量空間。例如，文獻(xiàn)[5]所提出的DGS降耦合結(jié)構(gòu)無(wú)意中損壞了地面結(jié)構(gòu)，造成反向信號(hào)大空間輻射。在材料科學(xué)中，磁性超材料已用于低耦合天線設(shè)計(jì)，包括互補(bǔ)裂環(huán)諧振器(complementary split-ring resonator，CSRR)[6]、電容加載回路(capacitively-loaded loop，CLL)[7]、金屬化[8]和π形元件的使用[9]。盡管上述技術(shù)有效地減少了表面波的發(fā)生，但陣列天線仍然在水平和垂直方向上產(chǎn)生多個(gè)波長(zhǎng)。文獻(xiàn)[6]的方案是使CSRR和CFS同時(shí)運(yùn)行來(lái)產(chǎn)生預(yù)期效果。然而，這種設(shè)計(jì)增加了天線的結(jié)構(gòu)復(fù)雜性和尺寸，εr=10.2的基板增加了材料成本。

為此，在穩(wěn)定地面結(jié)構(gòu)防止電流波反向損耗的基礎(chǔ)上，本文提出了一種將tfss結(jié)構(gòu)蝕刻在GP層的短截線模型，其設(shè)計(jì)的優(yōu)勢(shì)是地面延伸性能可以阻止反向信號(hào)泄漏和表面波擴(kuò)散，并且同心多面體環(huán)空單元的間距較小，總成本低于文獻(xiàn)[10]中方案的成本。此外，將表面波電流拓?fù)涠ㄏ虿季€到一個(gè)整體平面結(jié)構(gòu)中，可以實(shí)現(xiàn)互耦減少。所提出的tfss短截線結(jié)構(gòu)可以減少E面產(chǎn)生的副瓣輻射，而且不會(huì)像原始天線那樣引起交叉極化。另外，該模型有助于在兩個(gè)小型天線元件之間僅1 mm的距離內(nèi)提高隔離度。在天線結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)過(guò)程中，利用ANSYS HFSS(高頻結(jié)構(gòu)模擬器)和Matlab軟件對(duì)MIMO天線的S參數(shù)、ECC、DG、VSWR等性能進(jìn)行了仿真、分析和優(yōu)化。通過(guò)實(shí)際測(cè)試及應(yīng)用，證明該方法可以有效地減少匹配監(jiān)測(cè)、無(wú)線局域網(wǎng)和衛(wèi)星通信中的互耦干擾。與之前的工作相比，該天線陣列具有更好的MIMO性能。

1 天線設(shè)計(jì)模型

微帶天線設(shè)計(jì)模型如圖1所示，使用蝕刻在GP上的tfss帶阻特性繪制天線的幾何結(jié)構(gòu)，經(jīng)HFSS仿真優(yōu)化后其參數(shù)如表1所示。MIMO天線基板由一種低成本的常規(guī)FR_4環(huán)氧材料組成，其參數(shù)為εr=4.4，tanδ=0.02，基板厚度h1=1.5 mm。利用微帶線饋線設(shè)計(jì)了兩個(gè)厚度為h2=0.032 mm的同心多面體環(huán)隙的補(bǔ)片。雙環(huán)銅制貼片作為設(shè)計(jì)天線輻射層，可以增加天線的有效電流長(zhǎng)度和輻射間隔(等效環(huán)間電容和套環(huán)電感)，在地層添加tfss能有效延長(zhǎng)回波電流，進(jìn)而控制表面波走向。對(duì)于半徑為r1×r4的環(huán)形貼片天線，貼片下的電場(chǎng)強(qiáng)度隨兩個(gè)同心多面體環(huán)的變化而變化[11]。貼片之間的距離為λ0/33.44 =1 mm(λ0是真空中的波長(zhǎng))。

圖1 天線模型

表1 天線設(shè)計(jì)參數(shù)

通過(guò)對(duì)圖2所示的8.97 GHz的電流分布的分析，可以推斷出當(dāng)V2=0時(shí)，電路對(duì)端口2的GP短路(對(duì)I1或I2短路時(shí))，即電壓V1激勵(lì)左側(cè)微帶貼片，在右側(cè)微帶貼片上受激勵(lì)附加電流。根據(jù)文獻(xiàn)[12]，這意味著地平面上的有效電長(zhǎng)度增加，共振頻率降低，因此，反射器上的電流沿tfss路徑延長(zhǎng)流動(dòng)，從而改變表面波走向。在圖2中，由于電流I1和I2通過(guò)并聯(lián)分布，因此電流波被tfss等效帶阻濾波函數(shù)抑制，其中很大一部分電流被TFSS捕獲。因此，插入的tfss起反射電流波，從而減少天線單元之間的耦合影響。

圖2 電流分布

2 仿真與討論

2.1 地層短截線MIMO天線陣仿真

為了評(píng)估天線的性能，在圖3中呈現(xiàn)了有和沒(méi)有tfss天線的模擬結(jié)果。使用tfss時(shí)，在8.97 GHz頻率點(diǎn)內(nèi)的最小耦合值約為S21=-55.12 dB，從而將互耦程度降低到47.8 dB(相比之下，在沒(méi)有tfss的8.97 GHz下為-7.26 dB)。天線的阻抗帶寬在8.0 GHz到9.3 GHz之間計(jì)算約為15.02%(S11<-10 dB)。

圖3 加載tfss降耦對(duì)比

在圖4中對(duì)比有和沒(méi)有tfss的模擬結(jié)果時(shí)，phi=0°和90°平面內(nèi)的主輻射圖模擬結(jié)果表明，在θ=163°范圍內(nèi)，輻射效率最大值為86%，增益為3.5 dBi。在163°處引入額外的振蕩器電流元件可增加方向性。在MIMO系統(tǒng)中，多樣性和復(fù)用特性構(gòu)成了ECC和DG的主要功能的主要方面。根據(jù)式(1)和式(2)所提出的加載tfss結(jié)構(gòu)的MIMO天線設(shè)計(jì)的ECC滿足低于0.5[13]，計(jì)算數(shù)據(jù)如圖5所示，從而證明其令人滿意的性能。

圖4 E&H平面主要輻射方向圖

圖5 MIMO性能對(duì)比圖

2.2 地層短截線MIMO性能

為了進(jìn)一步顯示地層短截線的MIMO天線的性能，考慮評(píng)估一些參數(shù)，例如ECC、DG和VSWR，其中ECC和DG的定義由S參數(shù)給出，如下：

(1)

(2)

在式(1)中導(dǎo)入S參數(shù)后計(jì)算出的ECC值在-10 dB帶寬中較低(接近0.03)。此外，DG(使用時(shí)域有限差分軟件計(jì)算)的分集性能非常高(DG≈10 dB，用TFSS從8.55 GHz到9.27 GHz)。根據(jù)MIMO天線陣列的要求，ECC指標(biāo)要低于0.5。圖5左側(cè)軸顯示了帶和不帶地層短截線結(jié)構(gòu)MIMO天線陣的ECC值的比較?？梢郧宄乜吹剑瑥?.5 GHz到9.5 GHz，帶地層短截線結(jié)構(gòu)的ECC低于0.5，但在8.8 GHz與9.2 GHz之間，不帶地層短截線結(jié)構(gòu)MIMO天線的ECC低于所設(shè)計(jì)的模型。在圖5右軸線中，從8.5 GHz到9.5 GHz，DG浮點(diǎn)比沒(méi)有地層短截線結(jié)構(gòu)的原始天線更加穩(wěn)健。另外，研究還發(fā)現(xiàn)，從3.5 GHz到15 GHz，電壓駐波比低于沒(méi)有地層短截線結(jié)構(gòu)的情況，特別是電壓駐波比為1.5，因?yàn)樵?.8 GHz與9.2 GHz之間，回波損耗均低于-10 dB(歸一化輻射點(diǎn))，易實(shí)現(xiàn)全波輻射。例如，基于諧振頻率為8.95 GHz下的反射幅值[14]，在VSWR=1.224 2時(shí)觀察到約10.7%的反射系數(shù)。網(wǎng)絡(luò)分析儀N9918A.測(cè)試數(shù)據(jù)如圖6所示，仿真與測(cè)試數(shù)據(jù)基本吻合。本文提出的ECC和DG都具有穩(wěn)定的復(fù)用效率。在8.7～9.0 GHz的寬頻率范圍內(nèi)可以獲得令人滿意的輸入阻抗匹配性能(VSWR<1.6)。此外，在中心頻率為8.97 GHz的VSWR=1.224 2，反射系數(shù)的大小分別為10.7%。

圖6 仿真與測(cè)試對(duì)比

對(duì)所設(shè)計(jì)的天線陣和已有文獻(xiàn)中報(bào)告的天線陣的MIMO性能進(jìn)行了比較。由表2可知，該MIMO天線在諧振頻段表現(xiàn)出最寬的帶寬和最低的回波損耗。盡管文獻(xiàn)[2]中報(bào)告的天線輻射效率比本文所設(shè)計(jì)的高，但是其天線陣之間的耦合干擾減小的幅度明顯低于所設(shè)計(jì)的模型(相差18 dB)。文獻(xiàn)[3]通過(guò)中折線設(shè)計(jì)能夠獲取最高的增益，但是相對(duì)帶寬和降耦合幅度均低于本文所設(shè)計(jì)的模型。文獻(xiàn)[5]所設(shè)計(jì)的DGS能夠很好地實(shí)現(xiàn)降耦效果，但不足之處是相對(duì)帶寬明顯低于本文模型?？傊?jīng)模型優(yōu)化仿真和實(shí)測(cè)后，地層短截線的MIMO天線在降耦合干擾、相對(duì)帶寬、輻射率、VSWR、ECC和DG等方面均達(dá)到實(shí)際需求，符合MIMO傳輸系統(tǒng)的發(fā)展要求。

表2 結(jié)果比較

3 結(jié)論

為了減少8.5～9.5 GHz之間穩(wěn)定輻射方向圖的互耦，本文提出了一種三重短截線MIMO天線設(shè)計(jì)方案。該設(shè)計(jì)的等效濾波功能可抑制表面電流波。優(yōu)化結(jié)果表明，tfss結(jié)構(gòu)在不影響其他性能指標(biāo)(如高頻、低旁瓣、全波束掃描和高增益)的情況下有效地降低了互耦。因此，所提出的設(shè)計(jì)模型對(duì)MIMO天線的發(fā)展具有獨(dú)特的實(shí)用價(jià)值。