基于擴(kuò)頻方法的諧波雷達(dá)目標(biāo)檢測(cè)研究

祝釗駿 賈小波 覃覓覓 葉金才 王國富

(1.廣西科技大學(xué) 廣西柳州 545006;2. 桂林電子科技大學(xué) 廣西桂林 541004)

0 引言

諧波雷達(dá)又稱非線性節(jié)點(diǎn)探測(cè)器,是利用非線性節(jié)點(diǎn)反射的諧波信號(hào)進(jìn)行探測(cè)、識(shí)別的設(shè)備。諧波雷達(dá)通過發(fā)射基波信號(hào),接收目標(biāo)反射的二、三次諧波信號(hào)進(jìn)而確定目標(biāo)位置和屬性[1]。因?yàn)槟繕?biāo)反射的信號(hào)極微弱,比雷達(dá)發(fā)射機(jī)自身輻射的高次諧波分量還弱,諧波雷達(dá)接收信號(hào)時(shí)常受到自身輻射的高次諧波信號(hào)的干擾。此外,山川、河流、建筑等對(duì)電磁波的吸收和反射也對(duì)諧波雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)造成嚴(yán)重的干擾。因此,信號(hào)檢測(cè)是雷達(dá)研制遇到的一大難題。傳統(tǒng)雷達(dá)一般采取建立在統(tǒng)計(jì)檢測(cè)理論基礎(chǔ)上的統(tǒng)計(jì)判斷方法,但受周圍環(huán)境的影響,很難快速而準(zhǔn)確地檢測(cè)出有用的目標(biāo)信號(hào)[2]。雷達(dá)接收機(jī)檢測(cè)低截獲率(LPI)信號(hào)時(shí)也常存在效果不理想的情況[3]。雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)困難的情況在MIMO雷達(dá)工作時(shí)也時(shí)常存在,如在MIMO雷達(dá)檢測(cè)弱小目標(biāo)時(shí),因目標(biāo)RCS角閃爍和噪聲雜波的影響,會(huì)對(duì)檢測(cè)結(jié)果造成不小的影響[4]。擴(kuò)頻(擴(kuò)展頻譜,Spread Spectrum,簡(jiǎn)稱擴(kuò)頻)是一種非常重要的通信技術(shù)。擴(kuò)頻主要包括直擴(kuò)、跳頻、跳時(shí)和線性調(diào)頻四種方式,通過擴(kuò)頻能有效提高諧波雷達(dá)的抗干擾能力。在文獻(xiàn)[5]中提出了一種連續(xù)主動(dòng)聲吶(CAS)系統(tǒng)的聯(lián)合檢測(cè)通信技術(shù),其中通過自適應(yīng)M元擴(kuò)頻調(diào)制將信息嵌入用于聲納檢測(cè)的波形中,從而實(shí)現(xiàn)實(shí)時(shí)通信檢測(cè)。文獻(xiàn)[6]中提出了一種新的混沌直接序列擴(kuò)頻用于水下保密通信,大幅提升了水聲通信中信號(hào)的保密性與穩(wěn)定性?？梢姅U(kuò)頻技術(shù)對(duì)信號(hào)的檢測(cè)與提升信號(hào)的抗干擾性有著非常重要的作用。

本文采用直擴(kuò)的方式對(duì)雷達(dá)基帶信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻,提高雷達(dá)的抗干擾能力。在接收端通過帶通濾波濾除二次諧波外其它波段的干擾信號(hào),然后利用降采樣滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)的方法對(duì)非線性節(jié)點(diǎn)反射回的二次諧波信號(hào)進(jìn)行檢測(cè),判斷檢測(cè)環(huán)境中是否存在非線性結(jié)點(diǎn)。通過FPGA對(duì)諧波雷達(dá)收發(fā)系統(tǒng)進(jìn)行驗(yàn)證,結(jié)果顯示諧波雷達(dá)接收機(jī)可以大幅縮減滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)時(shí)的計(jì)算量,并且并能對(duì)二次諧波信號(hào)進(jìn)行有效檢測(cè)。

1 諧波雷達(dá)系統(tǒng)模型

直接序列擴(kuò)頻是將基帶信號(hào)與高速率的擴(kuò)頻序列在時(shí)域上直接相乘,從而擴(kuò)展信號(hào)的帶寬[7]。在接收端,接收機(jī)產(chǎn)生與發(fā)射端完全相同的擴(kuò)頻序列與接收到的信號(hào)直接相乘,利用擴(kuò)頻序列尖銳的自相關(guān)性可識(shí)別出目標(biāo)反射的二次諧波信號(hào)。

1.1 發(fā)射端設(shè)計(jì)

直接序列擴(kuò)頻的諧波雷達(dá)發(fā)射端流程框圖如圖1所示?；鶐盘?hào)產(chǎn)生后,擴(kuò)頻碼序列(長(zhǎng)度為511的m序列)與經(jīng)過經(jīng)BPSK調(diào)制的基帶信號(hào)直接相乘,擴(kuò)展基帶信號(hào)的頻譜。擴(kuò)頻后的信號(hào)經(jīng)過4倍上采樣的根升余弦濾波器對(duì)信號(hào)進(jìn)行成形濾波。通過成形濾波后的信號(hào)經(jīng)過混頻完成載波調(diào)制,最后通過帶阻濾波器,經(jīng)由雷達(dá)天線發(fā)射。本文基帶信號(hào)頻率是60kHz,擴(kuò)頻碼頻率為30.66MHz,載波頻率為30MHz。

圖1 發(fā)射端流程框圖

圖2和圖3分別為發(fā)射信號(hào)在時(shí)域和頻域的波形。首先,發(fā)送端的信源數(shù)據(jù)進(jìn)行BPSK映射和擴(kuò)頻碼擴(kuò)頻之后,經(jīng)過4倍上采樣與帶阻濾波器,輸出信號(hào)的帶寬在20MHz左右。最后利用經(jīng)擴(kuò)頻后頻率為30.66MHz的基帶信號(hào)對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制。

圖2 發(fā)射信號(hào)時(shí)域

圖3 發(fā)射信號(hào)頻域

1.2 接收機(jī)設(shè)計(jì)

相關(guān)性檢測(cè)是雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)的主要任務(wù)之一。一般包括自相關(guān)檢測(cè)和互相關(guān)檢測(cè)兩種檢測(cè)方法,滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)是一種互相關(guān)檢測(cè)。在接收機(jī)的設(shè)計(jì)過程中,滑動(dòng)相關(guān)器是一個(gè)線性時(shí)不變系統(tǒng)。當(dāng)輸入信號(hào)與本地信號(hào)均為有限長(zhǎng)序列時(shí),滿足一定條件的線性卷積等效于圓周卷積。時(shí)域上圓周卷積運(yùn)算等于頻域上兩個(gè)信號(hào)序列DFT乘積[8]。

接收機(jī)接收回波信號(hào)時(shí),如果本地信號(hào)s(n)=[I0,I1,I2,…,In],輸入信號(hào)x(n),圓周卷積長(zhǎng)度為L(zhǎng),根據(jù)采樣定理,當(dāng)L>n+N-1時(shí)卷積不發(fā)生混疊,那么有:

y(n)=x(n)×s(-n)*

(1)

與此相應(yīng),在頻域上,則有:

Y(K)=X(K)×S*(K)

(2)

接收機(jī)接收信號(hào)后,經(jīng)過采樣、濾波和加權(quán)處理,然后x(n)與s(n)分別做L點(diǎn)的傅里葉變換,最后經(jīng)過式(2)運(yùn)算后得到相關(guān)性結(jié)果,再取包絡(luò)與門限比較輸出。

在信號(hào)處理中,接收機(jī)接收到的信號(hào)長(zhǎng)度一般遠(yuǎn)大于本地參考信號(hào)的長(zhǎng)度。因此有必要采用降采樣的方式在保證接收信號(hào)不失真的情況下盡量降低接收系統(tǒng)的計(jì)算量,減小硬件資源的消耗。如圖4所示為接收機(jī)系統(tǒng)框圖,由于諧波雷達(dá)接收的二次諧波信號(hào)較為微弱需要進(jìn)行放大處理,所以在濾波前增加了一級(jí)放大器對(duì)信號(hào)進(jìn)行放大。FIR h(n)為帶通濾波器,濾除接收信號(hào)中除二次諧波以外其它波段的信號(hào)。濾波之后的信號(hào)經(jīng)過去載波和成形濾波接收兩個(gè)步驟之后降低信號(hào)采樣率以便后續(xù)在頻域上對(duì)信號(hào)進(jìn)行相關(guān)檢測(cè)。因此降采樣滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)主要是在頻域上對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行相關(guān)檢測(cè)[9]。

圖4 降采樣滑動(dòng)相關(guān)實(shí)現(xiàn)框圖

假設(shè)系統(tǒng)的采樣率為fs,帶通濾波器h(n)點(diǎn)數(shù)為W1,去載波和成形濾波接收兩個(gè)過程點(diǎn)數(shù)為W2,參與信號(hào)滑動(dòng)相關(guān)運(yùn)算點(diǎn)數(shù)為N,降采樣系數(shù)為M。信號(hào)經(jīng)過帶通濾波器后計(jì)算量為W1N,經(jīng)去載波和成形濾波接收后計(jì)算量為W2N。FFT與IFFT變換點(diǎn)數(shù)L為2的整數(shù)次冪,則總共需要約4Nlog2(N/M)/M次的實(shí)數(shù)乘法運(yùn)算,FFT需要4N/M次的復(fù)數(shù)乘法運(yùn)算,則最終計(jì)算量為

t=W1N+W2N+4Nlog2(N/M)/M+4N/M,而時(shí)域標(biāo)準(zhǔn)滑動(dòng)相關(guān)計(jì)算量為t′=N2。若N=6000,W1=128,W2=16,M=4,則t=9.33×105,t′=3.6×107;t′/t=38.5,即t′是t的38.5倍。t′、t、M不同,W1、W2和N相同時(shí),相應(yīng)計(jì)算量如表1所示。可以看出,降采樣系數(shù)增大,計(jì)算量減少。

表1 降采樣滑動(dòng)相關(guān)計(jì)算量表

1.3 長(zhǎng)信號(hào)序列滑動(dòng)相關(guān)

由于接收到的信號(hào)長(zhǎng)度遠(yuǎn)大于本地參考信號(hào),因此,有必要將接收信號(hào)分段,對(duì)每段信號(hào)做頻域上的相關(guān)處理。分段相關(guān)的處理方法有重疊相加法和重疊保留法。考慮到重疊相加法所消耗資源過大,但是和重疊保留法檢測(cè)效果相當(dāng),所以采用重疊保留法。

降采樣滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)的效果如圖5和圖6所示?？梢钥吹?采用降采樣滑動(dòng)相關(guān)的檢測(cè)方法可以檢測(cè)到PN結(jié)反射回的諧波信號(hào)。在信噪比為-5dB和0dB時(shí),接收端都能檢測(cè)出相關(guān)峰,且相關(guān)峰顯著高于周圍雜波信號(hào),檢測(cè)效果明顯。

圖5 降采樣后信噪比0dB檢測(cè)效果圖

圖6 降采樣后信噪比-5dB檢測(cè)效果圖

注意到當(dāng)信噪比為0dB時(shí)其噪聲信號(hào)幅度要低于-5dB時(shí)噪聲信號(hào)幅度。但是其主次相關(guān)峰的比值比-5dB大。由此可知,信號(hào)幅度越大,滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)效果越明顯,虛警率也越低。

2 諧波雷達(dá)系統(tǒng)FPGA驗(yàn)證

為了檢驗(yàn)所設(shè)計(jì)諧波雷達(dá)收發(fā)系統(tǒng)合理有效,我們利用FPGA進(jìn)行驗(yàn)證。芯片選用Xilinx公司生產(chǎn)的Spartan-6 XC6SLX150,所選用的驗(yàn)證平臺(tái)為Xilinx公司設(shè)計(jì)軟件ISE14.7(Integrated Software Environment 14.7)。

2.1 發(fā)射端FPGA驗(yàn)證

如圖7所示是發(fā)射端FPGA實(shí)現(xiàn)的模塊框圖?？刂颇K根據(jù)時(shí)鐘模塊生成發(fā)射端時(shí)序及使能控制信號(hào)?；鶐盘?hào)模塊產(chǎn)生60kHz的時(shí)鐘頻率輸出數(shù)據(jù)。隨后將信號(hào)進(jìn)行BPSK映射和擴(kuò)頻,擴(kuò)頻后信號(hào)與擴(kuò)頻碼頻率相同,為30.66MHz。成形濾波模塊對(duì)I、Q兩路信號(hào)進(jìn)行上采樣和成型濾波處理,由于成型濾波器采用4倍上采樣,該模塊輸出信號(hào)頻率為122.64MHz。最后將I、Q兩路送入載波調(diào)制模塊進(jìn)行混頻。因此整個(gè)系統(tǒng)的時(shí)鐘頻率設(shè)計(jì)為122.64MHz,各模塊通過時(shí)鐘使能控制信號(hào)以及計(jì)數(shù)器,完成30.66MHz、60kHz時(shí)鐘頻率下的信號(hào)處理。

圖7 發(fā)射端FPGA模塊框圖

圖8是發(fā)射端在FPGA中輸出信號(hào)時(shí)域波形。其中信號(hào)1是發(fā)射端所發(fā)出的時(shí)域信號(hào)波形,信號(hào)2是經(jīng)過成型濾波器后I路的信號(hào),可以看到基帶信號(hào)經(jīng)過擴(kuò)頻和成形濾波之后是一個(gè)連續(xù)+1,-1交替產(chǎn)生的信號(hào)。信號(hào)3和信號(hào)4 分別是由DDS產(chǎn)生載波信號(hào)。

圖8 FPGA輸出的時(shí)域信號(hào)波形

圖9和圖10是發(fā)射信號(hào)時(shí)域與頻域波形對(duì)比圖。從中可以看出,仿真模型和FPGA的實(shí)現(xiàn)效果基本吻合。

圖9 輸出信號(hào)時(shí)域?qū)Ρ葓D

圖10 輸出信號(hào)頻域?qū)Ρ葓D

2.2 接收機(jī)FPGA驗(yàn)證

頻域的相關(guān)運(yùn)算是接收機(jī)FPGA驗(yàn)證的關(guān)鍵。FPGA頻域的快速相關(guān)算法架構(gòu)如圖11所示。通過1次FFT、2次逆FFT運(yùn)算,可以逐個(gè)搜索整個(gè)區(qū)間的碼相位不確定性。計(jì)算P個(gè)值的相關(guān)性,需要的復(fù)數(shù)乘法與復(fù)數(shù)加法的運(yùn)算次數(shù)均正比于P2,而FFT的復(fù)數(shù)乘法次數(shù)為P/2lbP,復(fù)數(shù)加法次數(shù)為PlbP,于是完成整個(gè)替代過程需要的總復(fù)乘次數(shù)為1.5PlbP+P,復(fù)加次數(shù)3PlbP。以計(jì)算1024點(diǎn)的相關(guān)值為例,與直接計(jì)算相關(guān)的乘法計(jì)算量相比為(1.5PlbP+P)/P2=1.56%,加法計(jì)算次數(shù)比為3PlbP/P2=2.93%。在FPGA芯片中實(shí)現(xiàn)時(shí),1024點(diǎn)的FFT可以直接調(diào)用Xilinx公司提供的內(nèi)核來實(shí)現(xiàn)該模塊[13]。

圖11 頻域快速相關(guān)算法示意圖

天線接收到的信號(hào)后以數(shù)據(jù)流的方式進(jìn)入相關(guān)模塊,將信號(hào)以2的冪次方倍截成T段。信號(hào)依次去其中的2T點(diǎn)做FFT變換,可看作是I、Q兩路在做每一次FFT時(shí)交替截取T點(diǎn)做FFT變換輸出結(jié)果后再進(jìn)行一次IFFT變換。

重疊保留法的具體實(shí)現(xiàn)架構(gòu)如圖12所示[12],輸入信號(hào)序列分為兩路進(jìn)入相關(guān)運(yùn)算模塊(①路和②路)。①路數(shù)據(jù)流從第1個(gè)數(shù)據(jù)開始到1024個(gè)數(shù)據(jù)截止連續(xù)串行送入相關(guān)運(yùn)算模塊A(第一次相關(guān)運(yùn)算),②路數(shù)據(jù)流從第513個(gè)數(shù)據(jù)開始到1536個(gè)數(shù)據(jù)截止,連續(xù)串行送入相關(guān)模塊B(第二次相關(guān)運(yùn)算),直至接收信號(hào)截取完畢。然后與ROM預(yù)先生成擴(kuò)頻碼序列(與發(fā)射端的擴(kuò)頻碼序列相同)共軛相乘,最后分別由模塊A、B進(jìn)行IFFT運(yùn)算輸出。由于相關(guān)運(yùn)算模塊A和B的輸出時(shí)延正好間隔512個(gè)clk(時(shí)鐘周期),而串行數(shù)據(jù)為512個(gè)clk,故乒乓切換兩路串行數(shù)據(jù)后,執(zhí)行復(fù)數(shù)求模運(yùn)算。

圖12 重疊保留法實(shí)現(xiàn)架構(gòu)

圖13是I路和Q路FFT的結(jié)果。其中yout4是接收端接收到的信號(hào),x_r是經(jīng)過4倍抽取后的結(jié)果。

圖13 信號(hào)降采樣后的結(jié)果

圖14 信號(hào)降采樣后的結(jié)果

圖13是I路和Q路IFFT的結(jié)果。可以看出I路和Q路分別做IFFT變換時(shí), Q路落后I路 512個(gè)clk(參見圖12)。

圖15為長(zhǎng)信號(hào)序列滑動(dòng)檢測(cè)方法的檢測(cè)效果圖?？梢钥吹皆贔PGA中,接收信號(hào)與本地信號(hào)做相關(guān)檢測(cè)之后約50μs出現(xiàn)明顯的相關(guān)峰,表明接收機(jī)可以成功檢測(cè)到反射回來的二次諧波信號(hào)。

圖15 信號(hào)相關(guān)檢測(cè)結(jié)果

為了更直觀地比較Matlab仿真與FPGA實(shí)現(xiàn)結(jié)果,圖16給出Matlab仿真和FPGA驗(yàn)證檢測(cè)效果對(duì)比。

圖16 檢測(cè)效果對(duì)比圖

因?yàn)镕PGA中信號(hào)數(shù)據(jù)是實(shí)時(shí)流動(dòng)的,相關(guān)峰出現(xiàn)的位置隨著檢測(cè)時(shí)間變化而變化,所以FPGA檢測(cè)結(jié)果與Matlab仿真的相關(guān)峰并不重合,但對(duì)于最終的檢測(cè)結(jié)果并無影響。

3 結(jié)束語

本文研究設(shè)計(jì)了一種基于擴(kuò)頻方法的諧波雷達(dá)收發(fā)系統(tǒng)模型,發(fā)射端采用直接序列擴(kuò)頻的方式對(duì)基帶信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻,提高雷達(dá)系統(tǒng)的抗干擾能力。接收端針對(duì)擴(kuò)頻信號(hào)采用降采樣滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè),與常規(guī)的滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)計(jì)算量相比,降采樣滑動(dòng)相關(guān)檢測(cè)可以極大減少檢測(cè)信號(hào)時(shí)的計(jì)算量。此外,還利用FPGA進(jìn)一步驗(yàn)證了所設(shè)計(jì)諧波雷達(dá)收發(fā)系統(tǒng)合理有效。